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1. (WO2019030857) DIRECTION-OF-ARRIVAL ESTIMATION DEVICE
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明 細 書

発明の名称 到来方向推定装置

技術分野

0001  

背景技術

0002   0003  

先行技術文献

非特許文献

0004  

発明の概要

発明が解決しようとする課題

0005   0006  

課題を解決するための手段

0007  

発明の効果

0008  

図面の簡単な説明

0009  

発明を実施するための形態

0010   0011   0012   0013   0014   0015   0016   0017   0018   0019   0020   0021   0022   0023   0024   0025   0026   0027   0028   0029   0030   0031   0032   0033   0034   0035   0036   0037   0038   0039   0040   0041   0042   0043   0044   0045   0046   0047   0048   0049   0050   0051   0052   0053   0054   0055   0056   0057   0058   0059   0060   0061   0062   0063   0064   0065   0066   0067   0068   0069   0070   0071   0072   0073   0074   0075   0076   0077   0078   0079   0080   0081   0082   0083   0084  

産業上の利用可能性

0085  

符号の説明

0086  

請求の範囲

1   2   3   4   5   6  

図面

1   2   3   4   5   6   7   8   9  

明 細 書

発明の名称 : 到来方向推定装置

技術分野

[0001]
 本発明は、電波の到来方向(Direction of Arrial,DOA)を推定する技術に関し、特に、アレイアンテナを用いて、到来電波の相関情報に基づき、到来電波の到来方向を推定する技術に関するものである。

背景技術

[0002]
 電波の高分解能到来方向推定方式としては、モノパルス測角(monopulse angle measurement)方式、MUSIC(MUltiple Signal Classification)及びESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques)などの種々の優れた到来方向推定技術が提案されている。これら到来方向推定技術の中でも、実装の容易さ及び低い演算負荷の観点からモノパルス測角方式が採用されている場合が多い。しかしながら、モノパルス測角方式は、基本的に混信分離機能を持たないので、高電力のジャミング電波もしくは海面クラッタなどの不要波の存在下では、電力の高い不要波の到来角度を誤って測定するおそれがある。
[0003]
 このような問題への対策として、アダプティブウエイトを用いてモノパルスビームを形成し、不要波の抑圧と測角とを同時に行うアダプティブモノパルスと呼ばれる技術が知られている(非特許文献1)。

先行技術文献

非特許文献

[0004]
非特許文献1 : LLOYD J.GRIFFITHS:“Adaptive Monopulse Beamforming”, PROCEEDINGS OF THE IEEE, AUGUST 1976.
非特許文献2 : Ronald L. Fante:“Synthesis of Adaptive Monopulse Patterns”, IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION, VOL. 47, NO. 5, MAY 1999.

発明の概要

発明が解決しようとする課題

[0005]
 しかしながら、従来のアダプティブモノパルスでは、不要波抑圧のために形成されたヌルの影響によりディスクリカーブが歪み、測角精度が劣化してしまうという課題がある(非特許文献1)。この課題への対策として、非特許文献2には、3つの拘束条件を用いてディスクリカーブの歪みを補正する技術(以下「Fante法」という。)が提案されている。しかしながら、3つの拘束条件のためにアンテナの自由度が消費されてしまうという課題がある。
[0006]
 上記に鑑みて本発明の目的は、2つの拘束条件を用いてディスクリカーブの歪みの補正とアンテナの自由度の過度な消費の抑制とを実現しつつ、高い測角精度をも確保することができる到来方向推定装置を提供することである。

課題を解決するための手段

[0007]
 本発明の一態様による到来方向推定装置は、アダプティブモノパルスを実行して到来電波の到来角の推定値を算出する到来方向推定装置であって、M個(Mは2以上の整数)のアンテナ素子の出力からそれぞれ得られたM個の受信信号に基づいて相関行列を生成する相関行列生成部と、前記相関行列を用いて、前記M個の受信信号にそれぞれ対応するM個のΣウエイトを算出するΣウエイト算出部と、前記M個のΣウエイト及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することにより、前記M個の受信信号にそれぞれ対応するM個のΔウエイトを算出するΔウエイト算出部と、前記M個のΣウエイトを前記M個の受信信号にそれぞれ重み付けすることでM個の第1の重み付け信号を生成し、前記M個の第1の重み付け信号に基づいてΣビームを生成するΣビーム生成部と、前記M個の受信信号にそれぞれ前記M個のΔウエイトを重み付けすることでM個の第2の重み付け信号を生成し、前記M個の第2の重み付け信号に基づいてΔビームを生成するΔビーム生成部と、前記Σビーム生成部で生成された当該Σビームと前記Δビーム生成部で生成された当該Δビームとの間の比率をモノパルス比として算出するモノパルス比算出部と、ΣビームとΔビームとの間の比率と到来角との間の関係を定める参照用ディスクリカーブと前記モノパルス比とを比較して前記推定値を算出する測角演算部とを備えることを特徴とする。

発明の効果

[0008]
 本発明によれば、Σウエイト及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することにより、Δビームを生成するためのΔウエイトが算出されるので、アダプティブモノパルスの実行時のディスクリカーブの歪みを補正することができる。よって、低演算負荷で高い測角精度を実現することが可能である。また、アンテナ自由度の過度な消費を抑制することも可能である。

図面の簡単な説明

[0009]
[図1] 本発明に係る実施の形態1である到来方向推定装置の概略構成を示すブロック図である。
[図2] 2種類のビームの例を概略的に示すグラフである。
[図3] 測角値のバイアス的な誤差を説明するためのグラフである。
[図4] アンテナ素子群の配置の一例を示す図である。
[図5] 到来電波の到来方向と誤差電圧との間の関係の例を示すグラフである。
[図6] 実施の形態1に係る到来方向推定方法の手順の一例を概略的に示すフローチャートである。
[図7] 実施の形態1の到来方向推定装置を実現するためのハードウェア構成の一例を概略的に示すブロック図である。
[図8] 本発明に係る実施の形態2である到来方向推定装置の概略構成を示すブロック図である。
[図9] 実施の形態2に係る到来方向推定方法の手順の一例を概略的に示すフローチャートである。

発明を実施するための形態

[0010]
 以下、図面を参照しつつ、本発明に係る種々の実施の形態について詳細に説明する。なお、図面全体において同一符号を付された構成要素は、同一構成及び同一機能を有するものとする。
[0011]
実施の形態1.
 図1は、本発明に係る実施の形態1である到来方向推定装置1の概略構成を示すブロック図である。この到来方向推定装置1は、アダプティブモノパルスを実行して、到来電波の到来角の推定値を算出する機能を有している。アダプティブモノパルスとは、不要波方向へのヌル形成のためのアダプティブウエイト(adaptive weights)を用いたモノパルス測角をいう。図1に示されるように到来方向推定装置1は、到来電波を受信するM個(Mは3以上の整数)のアンテナ素子20 ,20 ,…,20 からなるアレイアンテナ20と、アンテナ素子20 ~20 の出力をそれぞれディジタル形式の受信信号x (t ),x (t ),…,x (t )に変換する受信部21と、受信信号x (t )~x (t )からΣビームP Σを生成するΣビーム生成部41と、受信信号x (t )~x (t )からΔビームP Δを生成するΔビーム生成部42と、ΣビームP ΣとΔビームP Δとの間の比率Rをモノパルス比として算出するモノパルス比算出部43と、参照用ディスクリカーブとモノパルス比Rとを比較して到来電波の推定値を算出する測角演算部44と、当該算出された推定値を示す推定データMDを外部機器に出力するデータ出力部45とを備える。
[0012]
 また、到来方向推定装置1は、受信信号x (t )~x (t )からΣウエイトベクトルW Σ及びΔウエイトベクトルW Δをアダプティブウエイトとして算出し、これらΣウエイトベクトルW Σ及びΔウエイトベクトルW ΔをΣビーム生成部41及びΔビーム生成部42にそれぞれ供給するアダプティブウエイト演算部30を備えて構成されている。
[0013]
 図1に示される放射源Tgtは、アレイアンテナ20の中心(正面方向)に対してθ の角度方向に存在する目標である信号源である。また、放射源U ,…,U (kは2以上の整数)は、未知の信号を発する不要波源である。放射源U ,…,U は、アレイアンテナ20の中心(正面方向)に対してそれぞれθ ,…,θ の角度方向に存在する。不要波としては、たとえば、構造物などに起因して生じたマルチパス波、海面クラッタ、または妨害波が想定される。
[0014]
 受信部21は、アンテナ素子20 ,…,20 のRF(高周波)出力に対してアナログ信号処理を施す受信器(Rx)21 ,…,21 と、これら受信器(Rx)21 ,…,21 のアナログ出力をそれぞれディジタル形式の受信信号x (t ),…,x (t )に変換するA/D変換器(ADC)22 ,…,22 とを含んで構成されている。各受信器21 は、対応するアンテナ素子20 のRF出力に対して、増幅処理、帯域通過処理(フィルタ処理)及び周波数変換処理などの各種信号処理を実行してアナログ信号を生成する。このアナログ信号は、同相成分及び直交成分を有する複素信号である。各A/D変換器22 は、対応する受信器21 から入力されたアナログ信号を、ディジタル形式の複素ベースバンド信号である受信信号x (t )に変換する。
[0015]
 図1に示されるように、アダプティブウエイト演算部30は、相関行列生成部31、パラメータ設定部32、Σウエイト算出部33及びΔウエイト算出部34を有する。相関行列生成部31は、受信信号x (t )~x (t )に基づく相関行列R xxを生成し、その相関行列R xxに対する逆行列R xx -1をΣウエイト算出部33に供給する。受信信号ベクトルをx(t )で表し、サンプリング点数をNで表すとすれば、相関行列R xxと受信信号ベクトルをx(t )は、たとえば、次式(1),(1a)で与えられる。



[0016]
 ここで、nは、サンプリング時間の番号を示す添え字であり、1~Nの範囲内の整数である。上式(1)中の受信信号ベクトルx(t )に付された上付き添え字「H」は、複素共役転置(エルミート転置)を示し、上式(1a)中の上付き添え字「T」は転置を示す。相関行列生成部31は、たとえば、コレスキー(Cholesky)分解を用いて逆行列R xx -1を算出することができる。
[0017]
 Σウエイト算出部33は、パラメータ設定部32から供給されたパラメータ設定値及び逆行列R xx -1を用いて、M個のベクトル要素(Σウエイト)からなるM行1列のΣウエイトベクトルW Σを算出することができる。
[0018]
 具体的には、Σウエイト算出部33は、DCMP(Directionally Constrained Minimization of Power)法などの電力最小化法を実行してΣウエイトベクトルW Σを算出することが可能である。パラメータ設定部32は、追尾処理などの処理により求めた目標方向の情報θ 及び当該目標方向の期待する応答値hなどを含むパラメータ設定値γ,C(θ )をΣウエイト算出部33に供給する。DCMP法によれば、ΣウエイトベクトルW Σは、たとえば、次式(2)で与えられる。



[0019]
 式(2)において、C(θ )は所望方向のステアリングベクトル(拘束ベクトル)、γは定数である。定数γは、次式(3)で表せられる。



[0020]
 また、実環境における低スナップショットなどの劣悪な条件下では、相関行列R xxは正則とはならず、逆行列R xx -1の成分が不安定な値になりやすい。そのため、Σウエイト算出部33は、状況に応じて、次式(4)に示すように、係数α及び単位行列Iを用いた対角荷重が施された式を使用してΣウエイトベクトルW Σを算出してもよい。



[0021]
 次に、Δウエイト算出部34は、ΣウエイトベクトルW Σ及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することにより、受信信号x (t )~x (t )にそれぞれ対応するΔウエイトからなるΔウエイトベクトルW Δを算出することができる。ΔウエイトベクトルW Δは、M個のベクトル要素(Δウエイト)からなるM行1列のベクトルである。Δウエイト算出部34は、算出されたΔウエイトベクトルW ΔをΔビーム生成部42に供給する。以下、Δウエイト算出部34は、アダプティブモノパルス実行時のディスクリカーブに歪みが生じないような最適なΔウエイトベクトルW Δを導出する。以下、Δウエイト算出部34の処理内容について詳細に説明する。
[0022]
 まず、アダプティブモノパルス実行前の通常のモノパルス測角により得られるディスクリカーブを定式化する。通常のモノパルス測角においては、図2に示すように、アンテナの中心方向を示す角度をθ としたとき、アレイアンテナ20を2分割にして得られるビーム50R,50Lの和(和信号)であるΣビームと、ビーム50R,50L間の差(差信号)であるΔビームとが算出される。これらΣビームとΔビームとの間の比率がディスクリカーブと定義される。ビーム50R,50Lは、それぞれ次式(5),(6)として表現可能である。



[0023]
 上式(5),(6)において、a(θ)は、使用されるアレイアンテナ20のアレーマニフォールド(ベクトル)であり、Δθは、ビームB right(θ),B left(θ)それぞれの中心方向からのスクイント角である。また、式(5),(6)において1次近似式を導出するために、アレーマニフォールドa(θ)の、角度θに関する1階の偏微分は、次式(6a)で表現されている。



[0024]
 モノパルス測角のためのΣビーム及びΔビームはそれぞれ次式(7),(8)のように表現可能である。



[0025]
 上式(7),(8)により、ビーム幅Δθで規格化されたディスクリカーブは、次式(9)で表現可能である(Re(x)は、xの実部を意味する)。



[0026]
 一方、アダプティブモノパルスが実行された場合におけるディスクリカーブは、式(9)におけるウエイトベクトルW Σ0,W Δ0をそれぞれアダプティブウエイトベクトルW Σ,W Δに置き換えたものに等しい。よって、アダプティブモノパルスが実行された場合におけるディスクリカーブは、次式(10)のように表現可能である。



[0027]
 ここで、アダプティブウエイトベクトルW Σとして上式(2)を利用し、アダプティブウエイトベクトルW Δとして次式(11)を利用することで、アダプティブモノパルスの実行が可能となる。



[0028]
 式(11)において、T diffは、対角行列であり、たとえば、次式(12)のように表現可能である。



[0029]
 式(12)においてdiag(X)は、ベクトルXのM個のベクトル要素を対角成分として有する対角行列である。Mが偶数のとき、対角行列T diffにおける対角成分「1」の個数はM/2個であり、対角成分「-1」の個数はM/2個である。
[0030]
 また、上式(5)~(9)についての議論を援用すれば、式(12)に代えて次式(13)の使用が可能である。



[0031]
 上式(13)中、jは、虚数単位を表し、r ,…,r は、アンテナ素子20 ,…,20 の位置ベクトルを表している。また、P(θ)の角度θに関する1階の偏微分は、所望方向の方向ベクトルの角度に対する偏微分であり、次式(13a)で表現されている。



[0032]
 式(13)が使用される場合、上式(11)は、次式(14)で表現可能である。



[0033]
 しかしながら、上式(11),(14)に示すようなアダプティブウエイトベクトルW Δをそのまま使用すると、アダプティブモノパルス実行時に不要波抑圧のために形成されたヌルの影響でΔビームに歪みが生じる。図3は、アダプティブモノパルス実行前の通常のモノパルス測角の実行時(非抑圧処理)に得られる誤差電圧の分布と、式(10)に基づくアダプティブモノパルス実行時(抑圧処理)に得られる誤差電圧の分布とを表すグラフである。図3のグラフにおいて、横軸が到来方向の角度を示し、縦軸が誤差電圧(すなわちディスクリカーブの値)を示している。図3に示されるように、アダプティブモノパルス実行前のディスクリカーブに対して、アダプティブモノパルス実行時のディスクリカーブに歪みδが生じ、測角値にバイアス的な誤差が生じることがわかる。
[0034]
 そこで、本実施の形態では、アダプティブウエイトベクトルW Δに2つの拘束条件が課される。第1の拘束条件は、アダプティブモノパルスを実行せずに通常のモノパルス測角を実行して得られるディスクリカーブ(第1のディスクリカーブ)r before(θ)とアダプティブモノパルスを実行して得られるディスクリカーブ(第2のディスクリカーブ)r after(θ)とが、アレイアンテナ20の中心角θ=θ で共に零の値をとるとの条件である。すなわち、第1の拘束条件では、次式(15)が成立する。



[0035]
 上式(9),(10)を考慮すれば、式(15)から次式(15a)が導出される。



[0036]
 式(15a)より、以下の関係式(16)が導出される。



[0037]
 第2の拘束条件は、第1のディスクリカーブr before(θ)と第2のディスクリカーブr after(θ)とが、アレイアンテナ20の中心角θ=θ で等しい傾きを有するとの条件である。すなわち、第2の拘束条件では、次式(17)が成立する。



[0038]
 上式(17)において、第1のディスクリカーブr before(θ)の傾き(角度θに関する1階の偏微分)は、次式(17a)で表現され、第2のディスクリカーブr after(θ)の傾き(角度θに関する1階の偏微分)は、次式(17b)で表現されている。



[0039]
 式(17)より、以下の関係式(18)が導出される。



[0040]
 したがって、式(16),(18)からアダプティブウエイトベクトルW Δに関して次式(19)の拘束条件を導き出すことができる。



 式(19)において、ベクトルC pro,H proは、次式(19a)で定義される。



[0041]
 次式(20)に示されるような、式(19)に示す拘束条件下で出力電力P outを最小化するアダプティブウエイト(Δウエイト)を求める電力最小化法を実行することにより、ディスクリカーブの歪みを解消することができるΔウエイトベクトルW Δ=W Δ-proを求めることができる。



[0042]
 式(20)を解いた結果は、次式(21)で表現される。



[0043]
 式(21)において、上付きのアスタリスク「*」は複素共役を表す。Σウエイト算出部33は、上式(21)に従ってΔウエイトベクトルW Δ=W Δ-proを算出し、このΔウエイトベクトルW Δ-proをΔビーム生成部42に供給することができる。
[0044]
 次に、受信信号ベクトルx(t)について、Σビーム生成部41は、次式(22)に従い、ΣウエイトベクトルW Σを用いた重み付け加算を実行して、Σビームの応答値P Σを算出することができ、この応答値P Σをモノパルス比算出部43に出力する。



[0045]
 一方、Δビーム生成部42は、次式(23)に従い、ΔウエイトベクトルW Δ-proを用いた重み付け加算を実行して、Δビームの応答値P Δ-Proを算出することができ、この応答値P Δ-Proをモノパルス比算出部43に出力する。



[0046]
 モノパルス比算出部43は、Σビームの応答値P ΣとΣビームの応答値P Σとの間の比率をモノパルス比Rとして算出し、この算出結果を測角演算部44に出力する。モノパルス比Rは、たとえば、次式(24)で表現可能である。



[0047]
 測角演算部44は、内部メモリ44aに保持していた参照用ディスクリカーブr before(θ)とモノパルス比Rの値とを比較することで到来角の推定値(測角値)を算出することができる。従来のアダプティブモノパルスであれば、算出されたモノパルス比が歪んだディスクリカーブ上に存在するため、推定値に誤差が生じてしまっていた。これに対し、本実施の形態では、アダプティブモノパルス実行時に、ディスクリカーブに大きな歪みが生じないので、従来技術よりも高精度に測角値を算出することが可能である。
[0048]
 図5は、図4に示されるように64個のアンテナ素子がX軸方向及びY軸方向に沿って2次元状に配置された素子方形アレーを用いて、4種類の誤差電圧の分布(ディスクリカーブ)を計算した結果を示すグラフである。図4においてλは波長(単位:メートル)を示す。図5のグラフでは、目標方向と不要波との間の離角がビーム幅の1/4程度であり、かつ不要波電力が所望電力に比べて20dB高い状況が想定されている。また、図5のグラフにおいて、実線は、非抑圧処理(上記した通常のモノパルス測角)により得られたディスクリカーブを示し、丸印記号は、本実施の形態に係るアダプティブモノパルスの実施例により得られたディスクリカーブを示し、十字記号は、3つの拘束条件を使用するFante法により得られたディスクリカーブを示し、破線は、拘束条件を使用しない従来のアダプティブモノパルスにより得られたディスクリカーブを示している。図5からわかるように、高電力の不要波がメインビーム内に存在するような厳しい条件であっても、ディスクリカーブの歪みが補正される。さらに、実施例で得られる補正の効果は、3つの拘束条件を使用するFante法で得られる補正の効果よりも高いことが確認できる。
[0049]
 次に、図6を参照しつつ、本実施の形態に係る到来方向推定処理の手順の一例を簡単に説明する。図6は、実施の形態1に係る到来方向推定処理の手順の一例を概略的に示すフローチャートである。
[0050]
 先ず、相関行列生成部31は、受信部21から出力された受信信号ベクトルx(t )を取得し(ステップST20)、上記のとおり、この受信信号ベクトルx(t )に基づいて相関行列R xxを算出する(ステップST22)。相関行列生成部31は、生成された相関行列R xxに対する逆行列R xx -1をΣウエイト算出部33に供給する。
[0051]
 次に、Σウエイト算出部33は、上記のとおり、パラメータ設定部32からパラメータ設定値を取得し(ステップST24)、このパラメータ設定値及び逆行列R xx -1に基づいてΣウエイトベクトルW Σを算出する(ステップST25)。Σウエイト算出部33は、算出されたΣウエイトベクトルW ΣをΔウエイト算出部34とΣビーム生成部41とに供給する。
[0052]
 その後、Δウエイト算出部34は、上記のとおり、ΣウエイトベクトルW Σ及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することにより、ΔウエイトベクトルW Δを算出する(ステップST26)。Δウエイト算出部34は、算出されたΔウエイトベクトルW ΔをΔビーム生成部42に供給する。
[0053]
 次に、Σビーム生成部41は、ΣウエイトベクトルW Σを用いてΣビーム応答値を算出し(ステップST27)、Δビーム生成部42は、ΔウエイトベクトルW Δを用いてΔビーム応答値を算出する(ステップST28)。ここで、ステップST27,ST28の実行順序は、特に制限されるものではない。
[0054]
 次に、Σビームの応答値P ΣとΣビームの応答値P Σとの間の比率をモノパルス比Rとして算出し、この算出結果を測角演算部44に出力する(ステップST29)。そして、測角演算部44は、参照用ディスクリカーブr before(θ)とモノパルス比Rの値とを比較することで到来角の推定値(測角値)を算出する(ステップST30)。その後、データ出力部45は、推定値を示す推定データMDを外部機器に出力する(ステップST31)。
[0055]
 上記した到来方向推定装置1の構成のうち、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30は、たとえば、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)またはFPGA(Field-Programmable Gate Array)などのLSI(Large Scale Integrated circuit)からなるプロセッサで実現されればよい。あるいは、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30は、コンピュータプログラムを実行するCPU(Central Processing Unit)またはGPU(Graphics Processing Unit)を含む単数または複数のプロセッサで実現されてもよい。
[0056]
 図7は、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30の機能を実現するハードウェア構成例を示すブロック図である。図7に示される信号処理装置70は、半導体集積回路で構成されたプロセッサ71、メモリ72、入力インタフェース部73、出力インタフェース部74及び信号路75を含んで構成されている。信号路75は、プロセッサ71、メモリ72、入力インタフェース部73、出力インタフェース部74を相互に接続するためのバスである。入力インタフェース73は、受信部21から入力された受信信号ベクトルx(t )を示す受信データRSを取得し、この受信データRSを信号路75を介してプロセッサ71に転送する機能を有する回路である。プロセッサ71は、信号路75及び出力インタフェース74を介して表示装置などの外部機器と接続されている。
[0057]
 メモリ72は、たとえば、本実施の形態の到来方向推定装置1の信号処理機能を実現するための各種プログラムを記憶するプログラムメモリ、プロセッサ71が信号処理を実行する際に使用されるワークメモリ、及び、当該信号処理で使用されるデータが展開されるメモリを含む。メモリ72としては、ROM(Read Only Memory)及びSDRAM(Synchronous Dynamic Random Access Memory)などの複数の半導体メモリが使用されればよい。
[0058]
 なお、図7の例では、単一のプロセッサ71を用いて構成されているが、これに限定されるものではない。互いに連携して動作する複数個のプロセッサを用いて到来方向推定装置1の信号処理機能が実現されてもよい。さらには、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30のいずれかが専用のハードウェアで構成されてもよい。
[0059]
 以上に説明したように実施の形態1では、Δウエイト算出部34は、ΣウエイトベクトルW Σ及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することにより、Δビームを生成するためのΔウエイトベクトルW Δ=W Δ-proを算出するので、アダプティブモノパルスの実行時におけるディスクリカーブの歪みを補正することができる。よって、低演算負荷で高い測角精度を実現することが可能である。また、2つの拘束条件しか使用しないため、アンテナ自由度の過度な消費を抑制することも可能である。
[0060]
実施の形態2.
 図8は、本発明に係る実施の形態2である到来方向推定装置2の概略構成を示すブロック図である。上記実施の形態1の到来方向推定装置1では、アダプティブアレイが使用され、不要波の抑圧が空間的に局所的な領域で行われる。一方、実環境においては、アダプティブウエイトW Δ,W Σが計算された後、到来方向推定装置を搭載する機体の揺動、または目標の運動などの環境変動に起因して、ヌルを形成した方向から不要波源が外れてしまう場合が考えられる。このような場合には、抑圧性能が低下して測角精度を低下させるおそれがある。このような場合に対処するため、本実施の形態の到来方向推定装置2は、ブロードなヌルを形成可能なアダプティブウエイトを算出することができる。
[0061]
 本実施の形態到来方向推定装置2の構成は、上記実施の形態のアダプティブウエイト演算部30(図1)に代えて図8のアダプティブウエイト演算部30Aを有する点を除いて、上記実施の形態1の到来方向推定装置1の構成と同じである。
[0062]
 図8に示されるように、アダプティブウエイト演算部30Aは、相関行列生成部31A、パラメータ設定部32、Σウエイト算出部33、Δウエイト算出部34、ヌル幅調整用のパラメータ設定部35及びテーパー行列生成部36を有する。本実施の形態におけるパラメータ設定部32、Σウエイト算出部33及びΔウエイト算出部34の構成は、上記実施の形態1におけるパラメータ設定部32、Σウエイト算出部33及びΔウエイト算出部34の構成と同じである。
[0063]
 ヌル幅調整用のパラメータ設定部35は、ヌル幅制御用のテーパー行列Tの生成に必要なパラメータ設定値u θ,u φをテーパー行列生成部36に供給する。テーパー行列生成部36は、パラメータ設定値u θ,u φを用いてテーパー行列Tを生成する。以下、テーパー行列Tの生成方法について詳細に説明する。
[0064]
 まず、定式化において、議論を簡単にするために、無雑音、不要波1波のみ到来する場合を考える。この場合の不要波の信号ベクトルx (t)は、不要波方向のステアリングベクトルをa 、不要波の複素振幅をu(t)とすると次式(25)のように表せる。



[0065]
 このとき、上記不要波に関する相関行列のm行n列目成分は、次式(26)のように表現可能である。



[0066]
 ここで、E[X]はXのアンサンブル平均を、P は不要波の電力を、λは不要波の波長を、r は第m番目のアンテナ素子20 の位置ベクトルを、r は第n番目のアンテナ素子20 の位置ベクトルを、L(θ ,φ )は不要波の到来する方向ベクトルをそれぞれ表す。
[0067]
 上式(25)について、不要波が、仰角方向及び方位角方向に、次の不等式(26a)に示す角度拡がりを有するものとする。



[0068]
 このとき、上式(26)は、次式(27)に示すように変形可能である。



[0069]
 また、式(27)において方向ベクトルの変位は、次式(28)のような一次近似で展開できる。



[0070]
 式(28)を用いて式(27)を整理すると、次式(29)が得られる。



[0071]
 式(29)により、不要波がある空間的な広がりを持つ場合の相関行列R u-broadは、次式(30)に示すように行列R とテーパー行列Tとの要素積(アダマール積)で表すことができる。



[0072]
 また、テーパー行列Tは、次式(31)のように表現可能である。



[0073]
 ここで、次式(31a)で定義されるパラメータu θ,u φは、未知である。



[0074]
 よって、式(31a)を用いれば、上式(31)は、次式(32)のように表現可能である。



[0075]
 仮に、事前にMUSIC(MUltiple Signal Classification)またはESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques)などの種々の到来方向推定手法で、不要波の到来方位及び角度幅が概ね判明している場合は、上式(31a)から、パラメータu θ,u φの値が直接計算されてもよい。
[0076]
 したがって、テーパー行列生成部36は、上式(32)に従い、ヌル幅調整パラメータ設定部13より出力されたパラメータu θ,u φの設定値、及び、アンテナ素子20 ,20 の位置ベクトルr ,r を用いて、ヌル幅制御のためのテーパー行列Tを求めることができる。アンテナ素子20 ~20 の任意のアレー配置で、かつ方位角方向及び仰角方向に関してヌル幅が調整可能である点は、本実施の形態の特徴の1つである。
[0077]
 テーパー行列生成部36は、算出されたテーパー行列Tを相関行列生成部31Aに供給する。相関行列生成部31Aは、次式(33)に示すように相関行列R xxにテーパー行列Tを作用させて修正された相関行列R brd(相関行列R xxとテーパー行列Tとの要素積)を生成することができる。



[0078]
 相関行列生成部31Aは、修正された相関行列R brdに対する逆行列R brd -1をΣウエイト算出部33に供給する。Σウエイト算出部33は、上記実施の形態1の場合と同様に、逆行列R brd -1を用いた電力最小化法を実行することにより、ΣウエイトW Σを算出することができる。
[0079]
 次に、図9を参照しつつ、本実施の形態に係る到来方向推定処理の手順の一例を簡単に説明する。図9は、実施の形態2に係る到来方向推定処理の手順の一例を概略的に示すフローチャートである。図9のフローチャートの手順は、ステップST21,ST23を有する点を除いて、図6のフローチャートの手順と同じである。
[0080]
 ステップST21では、テーパー行列生成部36は、上式(32)に従い、ヌル幅調整パラメータ設定部13より供給された、パラメータu θ,u φの設定値、及び、アンテナ素子20 ,20 の位置ベクトルr ,r を用いてテーパー行列Tを生成する。次いで、相関行列生成部31Aは、ステップST20で取得された受信信号ベクトルx(t )に基づいて第1の相関行列R xxを算出する(ステップST22)。そして、相関行列生成部31Aは、上式(33)に示したように相関行列R xxにテーパー行列Tを作用させて第2の相関行列R brdを生成する(ステップST23)。ここで、相関行列生成部31Aは、生成された相関行列R brdに対する逆行列R brd -1をΣウエイト算出部33に供給する。
[0081]
 その後、Σウエイト算出部33は、上記のとおり、パラメータ設定部32からパラメータ設定値を取得し(ステップST24)、このパラメータ設定値及び逆行列R brd -1に基づいてΣウエイトベクトルW Σを算出することとなる(ステップST25)。
[0082]
 以上に説明したように実施の形態2は、アダプティブモノパルスの実行時に不要波方向にブロードなヌルを形成することができるため、到来方向推定装置2を搭載する機体の移動または目標の移動に伴う不要波方向のズレが生じた場合でも、高い測角精度を確保することができる。
[0083]
 なお、上記した到来方向推定装置2の構成のうち、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30Aは、たとえば、ASICまたはFPGAなどのLSIからなるプロセッサで実現されればよい。あるいは、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30Aは、コンピュータプログラムを実行するCPUまたはGPUを含む単数または複数のプロセッサで実現されてもよい。図7に示した信号処理装置70によって、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30Aの機能が実現されてもよい。
[0084]
 以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これら実施の形態は本発明の例示であり、これら実施の形態以外の様々な形態を採用することもできる。
 なお、本発明の範囲内において、上記実施の形態1,2の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。

産業上の利用可能性

[0085]
 本発明に係る到来方向推定装置及び到来方向推定方法は、たとえば、レーダシステム、携帯電話などの移動局と基地局とを含む移動体通信システム、及び、衛星通信システムなどの種々の分野に適用可能である。

符号の説明

[0086]
 1,2 到来方向推定装置、20 アレイアンテナ、20 ~20  アンテナ素子、21 受信部、21 ~21  受信器(Rx)、22 ~22  A/D変換器(ADC)、30,30A アダプティブウエイト演算部、31,31A 相関行列生成部、32 パラメータ設定部、33 Σウエイト算出部、34 Δウエイト算出部、35 ヌル幅調整用のパラメータ設定部、36 テーパー行列生成部、41 Σビーム生成部、42 Δビーム生成部、43 モノパルス比算出部、44 測角演算部、44a 参照テーブル、45 出力部、70 信号処理装置、71 プロセッサ、72 メモリ、73 入力インタフェース、74 出力インタフェース、75 信号路。

請求の範囲

[請求項1]
 アダプティブモノパルスを実行して到来電波の到来角の推定値を算出する到来方向推定装置であって、
 M個(Mは2以上の整数)のアンテナ素子の出力からそれぞれ得られたM個の受信信号に基づいて相関行列を生成する相関行列生成部と、
 前記相関行列を用いて、前記M個の受信信号にそれぞれ対応するM個のΣウエイトを算出するΣウエイト算出部と、
 前記M個のΣウエイト及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することにより、前記M個の受信信号にそれぞれ対応するM個のΔウエイトを算出するΔウエイト算出部と、
 前記M個のΣウエイトを前記M個の受信信号にそれぞれ重み付けすることでM個の第1の重み付け信号を生成し、前記M個の第1の重み付け信号に基づいてΣビームを生成するΣビーム生成部と、
 前記M個の受信信号にそれぞれ前記M個のΔウエイトを重み付けすることでM個の第2の重み付け信号を生成し、前記M個の第2の重み付け信号に基づいてΔビームを生成するΔビーム生成部と、
 前記Σビーム生成部で生成された当該Σビームと前記Δビーム生成部で生成された当該Δビームとの間の比率をモノパルス比として算出するモノパルス比算出部と、
 ΣビームとΔビームとの間の比率と到来角との間の関係を定める参照用ディスクリカーブと前記モノパルス比とを比較して前記推定値を算出する測角演算部と
を備えることを特徴とする到来方向推定装置。
[請求項2]
 請求項1記載の到来方向推定装置であって、
 前記2つの拘束条件のうちの第1の拘束条件は、前記アダプティブモノパルスを実行せずに通常のモノパルス測角を実行して得られる第1のディスクリカーブと前記アダプティブモノパルスを実行して得られる第2のディスクリカーブとが、前記アレイアンテナの中心角で共に零の値をとるとの条件であり、
 前記2つの拘束条件のうちの第2の拘束条件は、前記第1のディスクリカーブと前記第2のディスクリカーブとが、前記アレイアンテナの中心角で等しい傾きを有するとの条件である、
ことを特徴とする到来方向推定装置。
[請求項3]
 請求項1または2記載の到来方向推定装置であって、前記Σウエイト算出部は、前記相関行列を用いた電力最小化法を実行することにより前記M個のΣウエイトを算出することを特徴とする到来方向推定装置。
[請求項4]
 請求項1または2記載の到来方向推定装置であって、
 ヌル幅調整用のテーパー行列を算出するテーパー行列生成部をさらに備え、
 前記相関行列生成部は、前記相関行列に前記テーパー行列を作用させることで修正された相関行列を生成し、
 前記Σウエイト算出部は、当該修正された相関行列を用いて、前記M個のΣウエイトを算出することを特徴とする到来方向推定装置。
[請求項5]
 請求項4記載の到来方向推定装置であって、
 前記ヌル幅調整用のパラメータ設定値を前記テーパー行列生成部に供給するパラメータ設定部をさらに備え、
 前記テーパー行列生成部は、前記アンテナ素子の位置座標の情報を前記パラメータ設定値として用いて前記テーパー行列の各成分を算出することを特徴とする到来方向推定装置。
[請求項6]
 請求項1または2記載の到来方向推定装置であって、
 前記M個のアンテナ素子を含むアレイアンテナと、
 前記M個のアンテナ素子の出力を前記M個の受信信号に変換する受信部と
をさらに備えることを特徴とする到来方向推定装置。

図面

[ 図 1]

[ 図 2]

[ 図 3]

[ 図 4]

[ 図 5]

[ 図 6]

[ 図 7]

[ 図 8]

[ 図 9]