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1. (WO2019026145) CONTROL DEVICE FOR AC ROTARY MACHINE AND CONTROL DEVICE FOR ELECTRIC POWER STEERING
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明 細 書

発明の名称 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置

技術分野

0001  

背景技術

0002  

先行技術文献

特許文献

0003  

発明の概要

発明が解決しようとする課題

0004   0005   0006   0007   0008   0009   0010   0011  

課題を解決するための手段

0012   0013  

発明の効果

0014  

図面の簡単な説明

0015  

発明を実施するための形態

0016   0017   0018   0019   0020   0021   0022   0023   0024   0025   0026   0027   0028   0029   0030   0031   0032   0033   0034   0035   0036   0037   0038   0039   0040   0041   0042   0043   0044   0045   0046   0047   0048   0049   0050   0051   0052   0053   0054   0055   0056   0057   0058   0059   0060   0061   0062   0063   0064   0065   0066   0067   0068   0069   0070   0071   0072   0073   0074   0075   0076   0077   0078   0079   0080   0081   0082   0083   0084   0085   0086   0087   0088   0089   0090   0091   0092   0093   0094   0095   0096   0097   0098   0099   0100   0101   0102   0103   0104   0105   0106   0107   0108   0109   0110   0111   0112   0113   0114   0115   0116   0117   0118   0119   0120   0121   0122   0123   0124   0125   0126   0127   0128   0129   0130   0131   0132   0133   0134   0135   0136   0137   0138   0139   0140   0141   0142   0143   0144   0145   0146   0147   0148   0149   0150   0151   0152   0153   0154   0155   0156   0157   0158   0159   0160   0161   0162   0163   0164   0165   0166   0167   0168   0169   0170   0171   0172   0173   0174   0175   0176   0177   0178   0179   0180   0181   0182   0183   0184   0185   0186   0187  

符号の説明

0188  

請求の範囲

1   2   3   4   5   6   7   8   9   10   11   12  

図面

1   2   3   4   5   6   7   8   9   10   11   12  

明 細 書

発明の名称 : 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置

技術分野

[0001]
 この発明は、回転角の検出精度の向上を図るための交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置に関するものである。

背景技術

[0002]
 トルクリップルを低減した交流回転機を提供するためには、ロータの回転位置の検出精度を向上することが求められている。従来のモータ駆動装置は、主回路配線に流れる直流電流または交流電流によって発生する磁束成分を検出あるいは演算する磁束誤差補正部が設けられている。この磁束誤差補正部を設けることで、位置情報から外乱磁束ベクトルの影響を取り除くことができる(例えば、特許文献1参照)。

先行技術文献

特許文献

[0003]
特許文献1 : 特開2008-273478号公報
特許文献2 : 特開2017-17860号公報

発明の概要

発明が解決しようとする課題

[0004]
 しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
 特許文献1による方法を用いれば、正弦信号と余弦信号に含まれるオフセット誤差によって生じる回転1次の角度誤差、あるいは振幅比によって生じる回転2次の角度誤差を低減することができる。しかしながら、この特許文献1は、直流電流あるいは交流電流による外乱磁束で発生する信号誤差を起因とする角度誤差を低減することはできない。
[0005]
 このような問題に対して、直流電流あるいは交流電流によって発生する外乱磁束ベクトルBdを演算して、磁気センサにより得られる検出ベクトルBcから外乱磁束ベクトルBdを減算する従来技術がある(例えば、特許文献2参照)。
[0006]
 磁束ベクトルそのものを検出できる磁気センサを用いれば、磁石磁束ベクトルBsが得られることになる。ここで、図12は、磁気抵抗素子を用いた磁気センサにおける、主成分磁束と抵抗の関係を示した図である。図12に示すように、主成分磁束が-BthからBthまでの領域では、抵抗が変化する。このため、磁気センサによる検出信号の変動が大きくなり、検出角の精度が低下する結果となる。
[0007]
 一方、主成分磁束が-Bth以下あるいはBth以上の領域では、抵抗がほぼ一定である。従って、これらの領域であれば、検出信号の変動を抑制できるため、検出角の精度は良好である。従って、検出角の精度を確保するために、主成分磁束に対して抵抗がほとんど変化しない領域、つまり、磁石磁束ベクトルの主成分方向に対して飽和状態となる領域で、磁気センサを使用することが多い。
[0008]
 このような磁気センサを用いて、直流電流によって回転0次の外乱磁束ベクトルが生じる場合を考える。この場合、主成分方向は、飽和状態であるため、検出信号には主成分方向と垂直な成分が誤差成分として重畳される。このとき、検出信号に含まれるノイズ成分は、回転0次と2次となる。このため、外乱磁束ベクトルの成分に従って補正しても、回転2次のノイズ成分を除去できないこととなる。
[0009]
 また、交流回転機の極対数が5で、多相交流電流によって回転5次の外乱磁束ベクトルが生じる場合を考える。この場合、主成分方向は、飽和状態であるため、検出信号には主成分方向と垂直な成分が誤差成分として重畳される。このとき、検出信号に含まれるノイズ成分は、回転3次、5次または7次となる。このため、外乱磁束ベクトルの成分に従って補正しても、回転3次または7次のノイズ成分を除去できないこととなる。
[0010]
 つまり、磁石磁束ベクトルの主成分方向に対して飽和状態で磁気センサを使用する場合には、検出ベクトルに含まれる外乱磁束によるノイズ成分は、Bdとは次数成分が異なるものになる。このため、外乱磁束に着目して補正しても、位置情報から外乱磁束ベクトルの影響を取り除くことができないという問題がある。
[0011]
 本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、回転角の検出精度の向上を実現する交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置を得ることを目的とする。

課題を解決するための手段

[0012]
 本発明に係る交流回転機の制御装置は、直流電源と、直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、交流回転機の電機子巻線に交流電圧を印加するインバータと、電機子巻線に流れる多相交流電流が形成する回転磁束によって回転する交流回転機の回転子と同期して回転することにより、交流回転機の回転角を検出するための角度検出用磁束を発生する磁束発生器と、角度検出用磁束の主成分方向に対して飽和状態で使用され、角度検出用磁束を構成する互いに直交する2つの成分である余弦信号および正弦信号を検出する角度検出器と、交流回転機に対する電流指令と、余弦信号および正弦信号から得られる角度情報とに基づいて、インバータを制御する制御演算部とを備え、制御演算部は、直流電源とインバータとの間を流れる直流電流、およびインバータと電機子巻線との間を流れる多相交流電流、の少なくとも一方によるノイズ磁束成分によって余弦信号および正弦信号に生じる信号誤差を補正するための補正信号を、電流経路と角度検出器との位置関係から算出し、補正信号により補正した後の値である補正後余弦信号および補正後正弦信号から求めた角度情報を用いて、インバータを制御するものである。
[0013]
 また、本発明に係る電動パワーステアリングの制御装置は、本発明に係る交流回転機の制御装置を備え、交流回転機の制御装置は、電動パワーステアリングの操舵トルクを補助するトルクを発生するトルク制御を実行するものである。

発明の効果

[0014]
 本発明によれば、角度検出用磁束の主成分方向に対して飽和状態で磁束成分を検出する角度検出器を用いる場合に、直流電流または多相交流電流の少なくとも一方によって生じた、主磁束の法線方向成分のノイズ磁束に基づいた補正信号を算出し、角度検出器で得られた磁束成分である正弦信号および余弦信号を補正する構成を備えている。この結果、回転角の検出精度の向上を実現する交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置を得ることができるといった従来に無い顕著な効果を奏する。

図面の簡単な説明

[0015]
[図1] 本発明の実施の形態1における交流回転機の制御装置の全体構成図である。
[図2] 本発明の実施の形態1における補正信号演算部の構成を示したブロック図である。
[図3] 本発明の実施の形態1におけるU相電流の流れる経路と角度検出器の位置関係を示した図である。
[図4] 本発明の実施の形態1において、回転座標系における電流ベクトルを示した図である。
[図5] 本発明の実施の形態1における直流電流の流れる経路と角度検出器の位置関係を示した図である。
[図6] 本発明の実施の形態1における交流回転機の制御装置の全体構成図である。
[図7] 本発明の実施の形態2に係る交流回転機の制御装置における変調率と振幅補正定数の関係の一例を示した図である。
[図8] 本発明の実施の形態3における直流電流の流れる2つの経路と角度検出器の位置関係を示した図である。
[図9] 本発明の実施の形態4における直流電流の流れる4つの経路と角度検出器の位置関係を示した図である。
[図10] 本発明の実施の形態5における直流電流の流れる4つの経路と角度検出器の位置関係を示した図である。
[図11] 本発明の実施の形態6におけるU相電流の流れる経路と角度検出器の位置関係を示した図である。
[図12] 磁気抵抗素子を用いた磁気センサにおける、主成分磁束と抵抗の関係を示した図である。

発明を実施するための形態

[0016]
 以下、本発明の交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置の好適な実施の形態につき、図面を用いて説明する。
[0017]
 実施の形態1.
 図1は、本発明の実施の形態1における交流回転機の制御装置の全体構成図である。交流回転機1は、3相巻線U、V、Wを有する永久磁石型同期回転機である。交流回転機1は、回転子と固定子を含む構成となっている。
[0018]
 なお、ここでは、交流回転機1が永久磁石型同期回転機である場合について説明するが、交流回転機1は、界磁巻線型同期回転機であってもよい。また、ここでは、3相巻線を有する交流回転機1について説明するが、3相以上の巻線を有する交流回転機であってもよい。
[0019]
 交流回転機1の固定子または回転子の極対数によって、回転子1周期に対する電気的周期の数が変化する。例えば、極対数が2の交流回転機1では、回転子1周期の間に電気的には2周期進む。
[0020]
 回転子の回転角度を機械角、電気的周期の位相を電気角というが、下式(1)のように、電気角θeは、機械角θmに極対数Pを掛けたものとなる。
[0021]
[数1]


[0022]
 直流電源10は、インバータ2に直流電圧Vdcを出力する。この直流電源としては、バッテリー、DC-DCコンバータ、ダイオード整流器、PWM整流器等、直流電圧を出力する全ての機器を含む。
[0023]
 インバータ2は、制御演算部8から出力されたスイッチング信号Qup~Qwnに基づいて、半導体スイッチSup~Swnがオンオフされる。この結果、インバータ2は、直流電源10から入力した直流電圧Vdcを電力変換して、インバータ接続部5を介して交流回転機1の3相巻線U、V、Wに、交流電圧を印加する。
[0024]
 スイッチSup~Swnとしては、IGBT、バイポーラトランジスタ、MOSパワートランジスタ等の半導体スイッチと、ダイオードとを逆並列に接続したものを用いる。
[0025]
 ここで、スイッチング信号Qup、Qun、Qvp、Qvn、Qwp、Qwnは、インバータ2において、それぞれの半導体スイッチSup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swnをオンオフするためのスイッチング信号である。
[0026]
 電流検出器6は、インバータ2の下アームと直流電源10のグランドとの間に挿入されており、3相を流れる電流を検出する。図1に示した電流検出器6は、3相を検出する構成としているが、このような構成に限定されるものではない。電流検出器としては、2相を検出する構成のものを採用し、3相電流和が零であることを使用して残り1相を算出することも可能である。
[0027]
 また、インバータ2のスイッチングタイミングと電流検出のタイミングを、適切に設定して、母線電流で検出する方式の電流検出器を採用してもよい。図1に示した電流検出器6は、3相電流を検出するため、U相電流iu、V相電流iv、W相電流iwを出力する。
[0028]
 交流回転機1とインバータ2は、インバータ接続部5で接続されている。インバータ接続部5は、U相電流を流すインバータ接続部5u、V相電流を流すインバータ接続部5v、W相電流を流すインバータ接続部5wからなる。インバータ2から出力される電圧は、インバータ接続部5u、5v、5wを経由して交流回転機1の各相巻線に印加され、交流回転機1に所望の電流を流すことで、トルクを発生させる。
[0029]
 磁束発生器3は、交流回転機1の回転子と同期して回転するものであり、例えば、永久磁石を用いるとよい。
[0030]
 角度検出器4は、磁束発生器3と同軸上で、かつ相対応する位置に配置されている。そして、角度検出器4は、磁束発生器3の発生する磁束を検出し、その磁束の成分によって、正弦信号Vsinおよび余弦信号Vcosを出力する。ただし、正弦信号Vsinと余弦信号Vcosの基本波振幅比の変動を抑制するために、角度検出器4は、磁束発生器3の主成分磁束に対して飽和状態として使用されるものとする。
[0031]
 磁束発生器3についても、交流回転機1と同様に、極対数という考え方は存在している。従って、角度検出器4は、磁束発生器3の極対数と等しい軸倍角で正弦信号Vsinおよび余弦信号Vcosを出力することになる。磁束発生器3の回転角θsmと、角度検出器4により出力された正弦信号Vsinおよび余弦信号Vcosから得られる角度θsnsとの関係は、角度検出器4の軸倍角Psnsを用いて、下式(2)で表すことができる。
[0032]
[数2]


[0033]
 交流回転機1の回転子と磁束発生器3は、同期して回転する。このことから、機械角θmと磁束発生器3の回転角θsmとの間では、下式(3)が成立する。
[0034]
[数3]


[0035]
 ここでは、機械角θmと磁束発生器3の回転角θsmのゼロ点が一致しているものとして説明するが、ずれている場合には、ずれ分だけオフセットすればよい。したがって、交流回転機1の電気角θeは、下式(4)のように、角度検出器4により出力された正弦信号Vsinおよび余弦信号Vcosから得られる角度θsnsによって表すことができる。
[0036]
[数4]


[0037]
 つまり、角度θsnsに対して、交流回転機1の極対数と角度検出器4の軸倍角の比を掛けることで、交流回転機1の電気角θeが得られる。
[0038]
 制御演算部8は、角度検出器4から得た正弦信号Vsinと余弦信号Vcos、電流検出器6から得た3相電流Iu,Iv、Iwと、電流指令Id*、Iq*に基づいて、スイッチング信号Qup~Qwnを出力する。
[0039]
 具体的には、制御演算部8内の補正信号演算部20は、角度検出器4から出力された正弦信号Vsinおよび余弦信号Vcosを、直流電源10とインバータ2との間を流れる直流電流、およびインバータ2と交流回転機1の電機子巻線との間を流れる多相交流電流、のそれぞれによるノイズ磁束成分によって生じる信号誤差を、後述する方法で補正する。そして、補正信号演算部20は、信号誤差が補正された補正後正弦信号Vsin_hoseiおよび補正後余弦信号Vcos_hoseiを出力する。
[0040]
 角度演算部21は、あるいはVsin_hoseiおよび補正後余弦信号Vcos_hoseiに基づいて、補正後回転角を算出する。角度演算部21で出力された補正後回転角は、電流制御部22で使用されることになるため、電気角相当に変換するとよい。ここでは、角度演算部21は、補正後電気角θe_hoseiを出力する。
[0041]
 また、角度演算部21は、補正後回転角の変化量から、交流回転機の回転子の回転数ωmを算出する。
[0042]
 電流制御部22は、電流検出器6から得た3相電流Iu,Iv、Iwを、角度演算部21より得た電気角θe_hoseiにより座標変換して検出電流Id,Iqを得る。さらに、電流制御部22は、電流指令Id*、Iq*と、検出電流Id,Iqとの偏差に基づいて、その偏差を零とすべく、電流フィードバック制御によって電圧指令Vu、Vv、Vwを演算する。
[0043]
 電圧指令Vu、Vv、Vwに基づいてパルス幅変調(PWM変調)することによって、電圧指令Vu、Vv、Vwに応じたパルス幅を持つスイッチング信号Qup~Qwnを出力する。
[0044]
 なお、電流制御部22は、交流回転機1の諸元に合わせたフィードフォワード制御により、電圧指令Vu、Vv、Vwを演算してもよい。従って、電流制御部22への3相電流Iu,Iv、Iwの入力は、必須ではない。
[0045]
 図2は、本発明の実施の形態1における補正信号演算部20の構成を示したブロック図である。直流電流補正信号演算部30は、直流電源10とインバータ2との間を流れる直流電流によるノイズ磁束成分によって生じる信号誤差を補正するための直流電流成分補正信号hsin1、hcos1を算出する。
[0046]
 本実施の形態1において、直流母線電流Idcは、電流検出器6で検出できない。このため、直流電流補正信号演算部30は、例えば、交流抵抗Ra、直流抵抗Rdc、磁束φ、電源電圧Vdcによって、下式(5)を用いて直流母線電流Idcを算出する。
[0047]
[数5]


[0048]
 交流電流補正信号演算部31は、インバータ2と交流回転機1の電機子巻線との間を流れる多相交流電流によるノイズ磁束成分によって生じる信号誤差を補正するための交流電流成分補正信号hsin2、hcos2を算出する。なお、図2に示した交流電流補正信号演算部31は、電流指令Id*、Iq*を用いる構成としているが、検出電流Id,Iqを使用してもよい。
[0049]
 また、図2に示した交流電流補正信号演算部31は、角度演算部21で得られたθe_hoseiを用いているが、θe_hoseiの前回値を進角補正した角度、正弦信号Vsin、余弦信号Vcosから補正せずに算出した角度、などを使用してもよい。
[0050]
 直流電流成分補正信号hsin1およびhcos1、交流電流成分補正信号hsin2およびhcos2から、下式(6)に基づいて、補正信号hsinおよびhcosが算出される。
[0051]
[数6]


[0052]
 さらに、正弦信号Vsinおよび余弦信号Vcos、補正信号hsinおよびhcosから、下式(7)に基づいて、補正後余弦信号Vcos_hosei、補正後正弦信号Vsin_hoseiが算出される。
[0053]
[数7]


[0054]
 なお、直流母線電流Idcを算出する方法としては、半導体スイッチSupのオン時間比率Du、半導体スイッチSvpのオン時間比率Dv、半導体スイッチSwpのオン時間比率Dwを用いた下式(8)を採用してもよい。
[0055]
[数8]


[0056]
 また、直流母線電流Idcを算出する方法は、上式(5)あるいは上式(8)に限定されるものでは無い。また、算出に使用するパラメータも、回転数、電流指令、検出電流に限定するものでは無い。
[0057]
 以下では、直流電流および多相交流電流によるノイズ磁束成分によって生じる信号誤差と、それらの信号誤差を補正するための補正信号の算出方法について説明する。ここでは、説明をわかりやすくするために、交流回転機1の極対数を5、角度検出器4の軸倍角を1、角度検出器4のX軸方向と交流回転機1の機械角0degの方向(零点位置)が一致しているものとして説明する。ただし、極対数、軸倍角および零点位置が異なる場合についても同様のことがいえる。
[0058]
 ノイズ磁束が無い場合に、角度検出器4での磁束密度
[数9]


は、磁束発生器3の機械角θmを用いて、下式(9)で与えられる。
[0059]
[数10]


[0060]
 なお、上式(9)は、規格化した式で表現したが、基本波振幅が1では無い場合にも、同様に説明できる。
[0061]
 これに対して、直流電流および多相交流電流によるノイズ磁束成分が重畳された場合には、角度検出器4での磁束密度
[数11]


は、下式(10)で与えられる。
[0062]
[数12]


[0063]
 図3は、本発明の実施の形態1におけるU相電流の流れる経路5uと角度検出器4の位置関係を示した図である。図3中、上が断面図、下が側面図である。U相に流れる電流をIu1とすると、U相電流により発生する角度検出器4での磁束密度は、下式(11)で与えられる。
[0064]
[数13]


[0065]
 ここで、μ0は、真空の透磁率を表す。ノイズ磁束のX軸成分およびY軸成分は、U相電流の流れる経路と角度検出器4の位置関係で定まる係数を、U相電流に掛けることで得ることができる。
[0066]
 ここでは、U相電流の経路をZ軸方向にしたが、この方向に限らず、単一あるいは複数の直線、あるいは3次元的な曲線であっても、同様の考え方が適用できることはいうまでも無い。
[0067]
 図4は、本発明の実施の形態1において、回転座標系における電流ベクトルを示した図である。電流ベクトルの絶対値をI、q軸からの位相角をθβとすると、d軸電流Idおよびq軸電流Iqは、下式(12)で与えられる。
[0068]
[数14]


[0069]
 このとき、各相に流れる電流は、電気角θeを用いて、下式(13)で与えられる。
[0070]
[数15]


[0071]
 V相電流およびW相電流により発生する角度検出器4での磁束密度は、U相についての上式(11)と同様に考えればよい。従って、ノイズ磁束が無い場合に、角度検出器4での磁束密度の大きさをBmgとすると、3相電流によるノイズ磁束のX軸成分およびY軸成分は、下式(14)で与えられる。
[0072]
[数16]


[0073]
 つまり、上式(14)中のBa5、Bb5、Bc5、Bd5およびθγは、多相交流電流が流れる経路と角度検出器4との位置関係、および電流位相から決定できる。
[0074]
 また、直流電流によるノイズ磁束についても、交流電流の場合と同様に考えればよい。図5は、本発明の実施の形態1における直流電流の流れる経路40と角度検出器4の位置関係を示した図である。図5中、上が断面図、下が側面図である。直流電流をIdcとすると、直流電流により発生する角度検出器4での磁束密度は、下式(15)で与えられる。
[0075]
[数17]


[0076]
 つまり、Ba0およびBc0は、直流電流が流れる経路40と角度検出器4の位置関係から決定できる。図5では、一本の直線で表現したが、複数の経路がある場合についても同様に考えればよく、係数KdcxおよびKdcyを、その構成に合わせて決定すればよい。
[0077]
 ノイズ磁束成分は、主磁束に比べて微小であるから、下式(16)が成り立つ。
[0078]
[数18]


[0079]
 このとき、
[数19]


の法線方向の単位ベクトル
[数20]


は、下式(17)で与えられる。
[0080]
[数21]


[0081]
 検出されるノイズ磁束成分
[数22]


は、
[数23]



[数24]


に投影したものとなるから、下式(18)およびか式(19)で与えられる。
[0082]
[数25]


[0083]
 このとき、検出信号Vcos、Vsinは、下式(20)およびか式(21)で与えられる。
[0084]
[数26]


[0085]
 なお、上式(20)および上式(21)は、規格化した式で表現したが、基本波振幅が1では無い場合にも、同様に説明できる。
[0086]
 上式(20)および上式(21)より、下式(22)が成り立つ。
[0087]
[数27]


[0088]
 このため、直流電流による回転0次のノイズ磁束は、回転1次の角度誤差になり、多相交流電流による回転5次のノイズ磁束は、回転4次または回転6次の角度誤差になる。
[0089]
 なお、下式(23)が成り立つ場合には、回転3次の信号誤差は零となる。
[0090]
[数28]


[0091]
 このため、多相交流電流による回転5次のノイズ磁束で生じる信号誤差は、回転5次および回転7次になり、回転6次の角度誤差となる。
[0092]
 また、下式(24)が成り立つ場合には、回転7次の信号誤差は零となる。
[0093]
[数29]


[0094]
 このため、多相交流電流による回転5次のノイズ磁束で生じる信号誤差は、回転3次および回転5次になり、回転4次の角度誤差となる。
[0095]
 外乱磁束は、上式(10)で示したように、直流電流による回転0次、多相交流電流による回転5次だったが、実際に検出する信号は、上式(20)および上式(21)のように、回転0次、回転2次、回転3次、回転5次および回転7次となっている。
[0096]
 特許文献2の方法で補正した場合には、補正係数を調整して、回転0次と回転5次の成分を抑制できたとしても、回転2次、回転3次および回転7次のノイズ成分は、残ってしまう。つまり、磁石磁束ベクトルの主成分方向に対して飽和状態で角度検出器を使用する場合には、特許文献2の方法は、直流電流で生じる回転1次、交流電流で生じる回転4次および回転6次の角度誤差が残存することになる。
[0097]
 これに対して、本実施の形態1は、磁石磁束ベクトルの主成分方向に対して飽和状態で角度検出器を使用する場合において、回転1次、回転4次および回転6次の角度誤差を抑制するために、下式(25)に基づいて信号誤差を低減する。
[0098]
[数30]


[0099]
 直流電流による回転0次のノイズ磁束によって生じる信号誤差は、回転0次と回転2次の成分である。そこで、本実施の形態1に係る交流回転機の制御装置は、角度検出器の配置に基づいて決定される補正信号を用いることで、1次の角度誤差を抑制できるという従来に無い効果を得ることができる。
[0100]
 具体的には、この補正信号は、角度検出器の配置により決定できる位相補正定数および振幅補正係数に基づいて、直流電流成分補正信号hcos1およびhsin1のような位相および振幅を決定する成分を求めることで得られる。
[0101]
 極対数Pの交流回転機1において、多相交流電流による回転P次のノイズ磁束で生じる信号誤差は、回転P次に加えて、回転(P-2Psns)次、または回転(P+2Psns)の少なくとも一方の成分である。そこで、本実施の形態1に係る交流回転機の制御装置は、電流ベクトルおよび角度検出器の配置に基づいて決定される補正信号を用いることで、(P-Psns)次または(P+Psns)次の少なくとも一方の角度誤差を抑制できるという従来に無い効果を得ることができる。
[0102]
 具体的には、この補正信号は、電流ベクトルおよび角度検出器の配置により決定できる位相補正定数および振幅補正係数に基づいて、交流電流成分補正信号hcos2およびhsin2のような位相および振幅を決定する成分を求めることで得られる。
[0103]
 実施の形態2.
 図6は、本発明の実施の形態1における交流回転機の制御装置の全体構成図である。先の実施の形態1における図1に示した構成と比較すると、本実施の形態2における図6に示した構成は、平滑コンデンサ11をさらに備えている点が異なっている。そこで、先の実施の形態1と重複する箇所については、説明を省略し、平滑コンデンサ11に関連する内容を中心に、以下に説明する。
[0104]
 平滑コンデンサ11は、直流電源10に並列に接続され、母線電流の変動を抑制して安定した直流電流を実現する。ここでは、細かく図示しないが、平滑コンデンサ11は、真のコンデンサ容量C以外に、等価直列抵抗Rc、リードインダクタンスLcが存在する。
[0105]
 先の実施の形態1で述べたように、直流電源10とインバータ2との間を直流電流が流れることによって、回転0次のノイズ磁束が発生する。同様に、平滑コンデンサ11とインバータ2との間を直流電流が流れることによっても、回転0次のノイズ磁束が発生する。ただし、流れる経路の違いから、ノイズ磁束の振幅は、変化する。
[0106]
 図7は、本発明の実施の形態2に係る交流回転機の制御装置における変調率と振幅補正定数の関係の一例を示した図である。低変調率である区間Aでは、必要な電圧が印加電圧に対して余裕があるため、平滑コンデンサ11への充電が間に合う。そのため、主に、平滑コンデンサ11から直流電流が供給される。
[0107]
 平滑コンデンサ11とインバータ2の間を流れる直流電流の経路と、角度検出器4との位置関係で決定する、振幅補正定数および位相補正定数に基づいて、直流電流成分補正信号を決めることができる。
[0108]
 一方、高変調率である区間Cでは、電圧が飽和しているため、平滑コンデンサ11への充電が間に合わない。そのため、主に、直流電源10から直流電流が供給される。直流電源10とインバータ2との間を流れる直流電流の経路と、角度検出器4との位置関係で決定する、振幅補正定数および位相補正定数に基づいて、直流電流成分補正信号を決めることができる。
[0109]
 区間Aと区間Cの間の区間Bは、直流電源10から直流電流が供給される場合と、平滑コンデンサ11から直流電流が供給される場合とが混在する移行区間である。図7では、区間Bの特性を直線で表現しているが、変化の仕方に応じて曲線で区間Aと区間Bをつなぐような特性としてもよい。
[0110]
 つまり、直流電流が流れる経路情報として変調率を用いることで、直流成分補正信号を決定する振幅補正定数を得ることができる。ここでは、経路情報として変調率を用いたが、インバータ2への供給電圧と交流回転機1の回転数など、他のパラメータを用いてもよいことはいうまでも無い。
[0111]
 このように、実施の形態2によれば、直流電源とインバータの間に平滑コンデンサを備えている場合には、補正信号演算部が、角度検出器の配置および直流電流が流れる経路情報に基づいて補正信号を決定できる構成を備えている。この結果、このようにして決定された補正信号を用いることで、磁束発生器の極対数がPsnsのとき、直流電流の経路に拘らず、Psns次の角度誤差を抑制することができる。
[0112]
 具体的には、この補正係数は、角度検出器の配置および直流電流が流れる経路情報により決定できる、位相補正定数および振幅補正係数に基づいて、位相および振幅を決定する成分を求めることで得られる。
[0113]
 実施の形態3.
 本実施の形態3は、直流電流が流れる2経路の配置を考慮する点で、1経路の配置を考慮していた実施の形態2とは異なっている。なお、説明をわかりやすくするために、角度検出器4の軸倍角を1として説明するが、軸倍角が異なる場合についても同様のことがいえる。
[0114]
 図8は、本発明の実施の形態3における直流電流の流れる経路40aおよび経路40bと角度検出器4の位置関係を示した図である。図8中、上が断面図、下が側面図である。さらに、側面図において、上側が直流電源側を示しており、下側がインバータ側を示している。また、直流電流をIdcとして、説明する。
[0115]
 また、2経路を経路40a、40bとし、経路40aを流れる電流と、経路40bを流れる電流とは、図8に示すように、互いに逆方向であるとして、説明する。
[0116]
 経路40aは、直流電源からインバータに流れる経路であり、経路40aを流れる直流電流により発生する、角度検出器4での磁束密度は、下式(26)で与えられる。
[0117]
[数31]


[0118]
 一方、経路40bは、インバータから直流電源に流れる経路であり、経路40bを流れる直流電流により発生する、角度検出器4での磁束密度は、下式(27)で与えられる。
[0119]
[数32]


[0120]
 つまり、経路40aおよび経路40bを流れる直流電流によって発生する、角度検出器4での磁束密度は、下式(28)となる。
[0121]
[数33]


[0122]
 このとき、直流電流成分補正信号hsin1、hcos1は、下式(29)で与えられる。
[0123]
[数34]


[0124]
 直流電流成分補正信号hsin1、hcos1は、上式(25)では、それぞれ2項の加算(すなわち、全部で4項)から算出されるが、上式(29)では、hsin1が1項で表現できることで、3項に減らして算出することができる。このため、直流電源が角度検出器の位置で作り出す磁束のXY平面上での方向が、角度検出器のX軸方向またはY軸方向とすることで、比較的更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。
[0125]
 換言すると、インバータから直流電源までの主経路と、直流電源からインバータまでの主経路が、角度検出器のXZ平面に対して対称であるとき、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。なお、ここでは、主経路をXZ平面に対して対称に配置したが、主経路をYZ平面に対して対称に配置した場合にも、同様の効果を得ることができる。
[0126]
 また、上式(23)が成立する場合には、交流電流成分補正信号hsin2、hcos2は、下式(30)で算出できる。
[0127]
[数35]


[0128]
 上式(30)を用いる場合には、5次、7次の項を個別に計算する必要が無く、1次の正弦、1次の余弦、6次の正弦から補正信号を算出することができる。
[0129]
 多くの場合、補正信号を求める際には、あらかじめ準備したテーブルを読み出して、正弦を算出する。上式(23)が成立しない場合には、上式(25)で示した交流電流成分補正信号hsin2およびhcos2では、2種類の位相の3次の正弦、5次の正弦、7次の正弦(すなわち、6つの正弦)を算出する必要があった。
[0130]
 これに対して、上式(23)が成立する場合には、1次の正弦、1次の余弦、6次の正弦(すなわち、3つの正弦・余弦)を算出することで、交流電流成分補正信号を算出できる。従って、本実施の形態3の方式を採用することで、テーブル引きの回数を減らすことができ、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減することができる。
[0131]
 また、上式(24)が成立する場合も、同様に、交流電流成分補正信号hsin2、hcos2は、下式(31)で算出できる。
[0132]
[数36]


[0133]
 上式(31)を用いる場合には、3次、5次の項を個別に計算する必要が無く、1次の正弦、1次の余弦、4次の正弦から補正信号を算出することができる。
[0134]
 上式(24)が成立しない場合には、上式(25)で示した交流電流成分補正信号hsin2およびhcos2では、2種類の位相の3次の正弦、5次の正弦、7次の正弦(すなわち、6つの正弦)を算出する必要があった。これに対して、上式(24)が成立する場合には、1次の正弦、1次の余弦、4次の正弦(すなわち、3つの正弦・余弦)を算出することで、交流電流成分補正信号を算出できる。従って、本実施の形態3の方式を採用することで、テーブル引きの回数を減らすことができ、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減することができる。
[0135]
 つまり、多相交流電流による回転n次のノイズ磁束のX軸成分とY軸成分が、振幅が等しく、位相差がπ/2であるとき、1次の正弦、余弦、(n±1)次の正弦から交流電流成分補正信号を算出することができる。この結果、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。
[0136]
 また、上式(23)が成立し、かつ上式(29)が成立する場合には、下式(32)で補正信号を算出することができる。下式(32)を用いる場合には、1次の正弦、1次の余弦、6次の正弦から補正信号を算出することができる。
[0137]
[数37]


[0138]
 上式(25)では、2種類の位相の2次の正弦、3次の正弦、5次の正弦、7次の正弦(すなわち、8つの正弦)を算出する必要があった。これに対して、上式(23)が成立、かつ上式(29)が成立する場合には、1次の正弦、1次の余弦、6次の正弦(すなわち、3つの正弦・余弦)を算出することで、補正信号を算出できる。従って、本実施の形態3の方式を採用することで、テーブル引きの回数を減らすことができ、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減することができる。
[0139]
 上式(24)が成立し、かつ上式(29)が成立する場合には、下式(33)で補正信号を算出することができる。下式(33)を用いる場合には、1次の正弦、1次の余弦、4次の正弦から補正信号を算出することができる。
[0140]
[数38]


[0141]
 上式(25)では、2種類の位相の2次の正弦、3次の正弦、5次の正弦、7次の正弦(すなわち、8つの正弦)を算出する必要があった。これに対して、上式(23)が成立、かつ上式(29)が成立する場合には、1次の正弦、1次の余弦、4次の正弦(すなわち、3つの正弦・余弦)を算出することで、補正信号を算出できる。従って、本実施の形態3の方式を採用することで、テーブル引きの回数を減らすことができ、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減することができる。
[0142]
 つまり、インバータから直流電源までの主経路と、直流電源からインバータまでの主経路が、角度検出器のXZ平面またはYZ平面に対して対称であり、多相交流電流による回転n次のノイズ磁束のX軸成分とY軸成分が、振幅が等しく、位相差がπ/2であるとき、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。
[0143]
 実施の形態4.
 先の実施の形態3では、1組のインバータにおける主経路の配置について説明した。これに対して、本実施の形態4では、第1のインバータと第2のインバータから構成されるインバータにおいて、直流電流が流れる経路40c、経路40d、経路40eおよび経路40fの配置について説明する。なお、ここでは、説明をわかりやすくするため、角度検出器4の軸倍角を1として説明するが、軸倍角が異なる場合についても同様のことがいえる。
[0144]
 図9は、本発明の実施の形態4における直流電流の流れる経路40c、40d、40eおよび40fと角度検出器4の位置関係を示した図である。図9中、上が断面図、下が側面図である。さらに、側面図において、上側が直流電源側を示しており、下側がインバータ側を示している。また、直流電流をIdcとして説明する。
[0145]
 また、4経路を、第1のインバータ用の経路40c、40dと、第2のインバータ用の経路40e、40fとし、経路40c、40eを流れる電流と、経路40d、40fを流れる電流とは、図9に示すように、互いに逆方向であるとして、説明する。
[0146]
 経路40cは、直流電源から第1のインバータに流れる経路であり、経路40cを流れる直流電流により発生する、角度検出器4での磁束密度は、下式(34)で与えられる。
[0147]
[数39]


[0148]
 一方、経路40dは、第1のインバータから直流電源に流れる経路であり、経路40dを流れる直流電流により発生する、角度検出器4での磁束密度は、下式(35)で与えられる。
[0149]
[数40]


[0150]
 同様に、経路40eは、直流電源から第2のインバータに流れる経路であり、経路40eを流れる直流電流により発生する、角度検出器4での磁束密度は、下式(36)で与えられる。
[0151]
[数41]


[0152]
 一方、経路40fは、第2のインバータから直流電源に流れる経路であり、経路40fを流れる直流電流により発生する、角度検出器4での磁束密度は、下式(37)で与えられる。
[0153]
[数42]


[0154]
 つまり、経路40c、経路40d、経路40eおよび経路40fを流れる直流電流によって発生する、角度検出器4での磁束密度は、下式(38)となる。
[0155]
[数43]


[0156]
 このとき、直流電流成分補正信号hsin1、hcos1は、下式(39)で与えられる。
[0157]
[数44]


[0158]
 直流電流成分補正信号hsin1、hcos1は、上式(25)では、それぞれ2項の加算(すなわち、全部で4項)から算出されるが、上式(39)では、hsin1が1項で表現できることで、3項に減らして算出することができる。このため、直流電源から第1のインバータまでの主経路と第2のインバータから直流電源までの主経路が角度検出器のXZ平面に関して対称であり、第1のインバータから直流電源までの主経路と直流電源から第2のインバータまでの主経路が角度検出器のXZ平面に関して対称であるとき、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。
[0159]
 なお、ここでは、主経路をXZ平面に対して対称に配置したが、YZ平面に対して対称に配置しても、同様の効果を得ることができる。
[0160]
 実施の形態5.
 先の実施の形態4では、第1のインバータと第2のインバータから構成されるインバータにおいて、直流電流が流れる経路40c、経路40d、経路40eおよび経路40fの配置について説明した。これに対して、本実施の形態5では、4つの経路を先の実施の形態4手は異ならせる場合について説明する。従って、先の実施の形態4と重複する箇所については、説明を省略する。また、ここでは、説明をわかりやすくするため、角度検出器4の軸倍角を1として説明するが、軸倍角が異なる場合についても同様のことがいえる。
[0161]
 図10は、本発明の実施の形態5における直流電流の流れる経路40c、40d、40gおよび40hと角度検出器4の位置関係を示した図である。図10中、上が断面図、下が側面図である。さらに、側面図において、上側が直流電源側を示しており、下側がインバータ側を示している。また、直流電流をIdcとして説明する。
[0162]
 本実施の形態5における図10に示した構成は、先の実施の形態4における図9と比較すると、経路40c、経路40dの代わりに、経路40g、経路40hを採用している点が異なっている。より具体的には、経路40cと経路40gは、角度検出器4に対する位置関係は同じであるが、電流の向きが逆となっている。同様に、経路40dと経路40hは、角度検出器4に対する位置関係は同じであるが、電流の向きが逆となっている。
[0163]
 経路40gは、第1のインバータから直流電源に流れる経路であり、経路40gを流れる直流電流により発生する、角度検出器4での磁束密度は、下式(40)で与えられる。
[0164]
[数45]


[0165]
 一方、経路40hは、直流電源から第1のインバータに流れる経路であり、経路40hを流れる直流電流により発生する、角度検出器4での磁束密度は、下式(41)で与えられる。
[0166]
[数46]


[0167]
 つまり、経路40g、経路40h、経路40eおよび経路40fを流れる直流電流によって発生する、角度検出器4での磁束密度は、下式(42)となる。
[0168]
[数47]


[0169]
 このとき、直流電流成分補正信号hsin1、hcos1は、下式(43)で与えられる。
[0170]
[数48]


[0171]
 直流電流成分補正信号hsin1、hcos1は、上式(25)では、それぞれ2項の加算(すなわち、全部で4項)から算出されるが、上式(43)では、hcos1が1項で表現できることで、3項に減らして算出することができる。このため、直流電源から第1のインバータまでの主経路と直流電源から第2のインバータまでの主経路が角度検出器のXZ平面に関して対称であり、第1のインバータから直流電源までの主経路と第2のインバータから直流電源までの主経路が角度検出器のXZ平面に関して対称であるとき、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。
[0172]
 なお、ここでは、主経路をXZ平面に対して対称に配置したが、YZ平面に対して対称に配置しても、同様の効果を得ることができる。
[0173]
 実施の形態6.
 本実施の形態6では、角度検出器4に対する、多相交流電流が流れる経路の配置が、先の実施の形態1とは異なる場合について説明する。ここでは、説明をわかりやすくするため、交流回転機1の極対数を5、角度検出器4の軸倍角を1、角度検出器4のX軸方向と交流回転機の機械角0degの方向(零点位置)が一致しているものとして説明する。ただし、極対数、軸倍角および零点位置が異なる場合についても、同様のことがいえる。
[0174]
 図11は、本発明の実施の形態6におけるU相電流の流れる経路5uaと角度検出器4の位置関係を示した図である。図11中、上が断面図、下が側面図である。図11では、図3のθuを0degとしたものに相当する。このとき、U相電流によって発生する、角度検出器4での磁束密度は、下式(44)で与えられる。
[0175]
[数49]


[0176]
 図は省略するが、V相電流の流れる経路5va、およびW相電流の流れる経路5waを、経路uaと同様に、XZ平面上のZ軸に平行な直線上に配置する。ノイズ磁束が無い場合における、角度検出器4での磁束密度の大きさをBmgとすると、3相電流によるノイズ磁束のX軸成分およびY軸成分は、下式(45)で与えられる。
[0177]
[数50]


[0178]
 ここでは、電流の経路をZ軸に平行な直線としたが、XZ平面上またはXY平面上であれば、この方向に限らず、同一平面上にある単一あるいは複数の直線、あるいは3次元的な曲線であっても、同様の考え方が適用できることはいうまでも無い。電流の流れる経路をXZ平面上またはYZ平面上に配置することで、X軸方向のノイズ磁束を零にできる。このとき、交流電流成分補正信号hsin2、hcos2は、下式(46)で算出できる。
[0179]
[数51]


[0180]
 上式(46)を用いることで、4次、6次の項を個別に計算する必要が無く、1次の正弦、1次の余弦、5次の正弦から交流電流成分補正信号hsin2、hcos2を算出することができる。
[0181]
 図3の配置を採用した場合には、上式(25)で示した交流電流成分補正信号hsin2およびhcos2では、2種類の位相の3次の正弦、5次の正弦、7次の正弦(すなわち、6つの正弦)を算出する必要があった。これに対して、図11の配置を使用した場合には、上式(46)に示すように、1次の正弦、1次の余弦、5次の正弦(すなわち、3つの正弦・余弦)を算出することで、交流電流成分補正信号を算出できる。従って、本実施の形態6の方式を採用することで、テーブル引きの回数を減らすことができ、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減することができる。
[0182]
 つまり、多相交流電流による回転n次のノイズ磁束の方向をX軸方向またはY軸方向とすることで、1次の正弦、余弦、n次の正弦から交流電流成分補正信号を算出することができる。この結果、更新頻度の高い角度演算の処理負荷を低減できる、という従来に無い効果を得ることができる。
[0183]
 なお、上述した実施の形態1~6に係る交流回転機の制御装置を採用して、操舵トルクを補助するトルクを発生させるようにして、電動パワーステアリングの制御装置を構成するようにしても良い。
[0184]
 電動パワーステアリングの制御装置が発生する出力トルクは、ギヤあるいはチェーンなどを介して、ハンドル軸上に伝達される。ここで、電動パワーステアリングの制御装置におけるトルク制御器は、安定性を確保するために、トルクフィードバックを実施する際に、回転数を入力として用いることは少なくない。
[0185]
 回転n次の角度誤差が存在する場合、検出される回転数も回転n次の誤差を含む。このため、トルク制御器を通して得られる電流指令に、回転n次のリプルを含むことになり、ハンドルを介してユーザに不快感を与える。
[0186]
 また、電動パワーステアリングの制御装置は、定格回転数に到達した以降も、出力を向上させるために、負のd軸電流を流すことで、電圧飽和によるq軸電流の低下を抑制する弱め界磁制御がよく利用される。d軸電流を多く流す領域では、角度誤差からq軸電流リプルまでのゲインが大きくなる。このため、高回転時に回転n次の騒音あるいはトルクリプルが生じ、ユーザに不快感を与える。
[0187]
 この問題に対して、本実施の形態1~6で述べた交流回転機の制御装置を採用して、電動パワーステアリングの制御装置を構成することによって、電流通電時の角度誤差起因のトルクリプルおよび騒音を抑制できる。この結果、ユーザの不快感を低減できる電動パワーステアリングの制御装置を実現できる、という従来に無い効果を得ることができる。

符号の説明

[0188]
 1 交流回転機、2 インバータ、3 磁束発生器、4 角度検出器、8 制御演算部、10 直流電源、11 平滑コンデンサ、20 補正信号演算部、21 角度演算部、22 電流制御部、30 直流電流補正信号演算部、31 交流電流補正信号演算部。

請求の範囲

[請求項1]
 直流電源と、
 前記直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、交流回転機の電機子巻線に前記交流電圧を印加するインバータと、
 前記電機子巻線に流れる多相交流電流が形成する回転磁束によって回転する前記交流回転機の回転子と同期して回転することにより、前記交流回転機の回転角を検出するための角度検出用磁束を発生する磁束発生器と、
 前記角度検出用磁束の主成分方向に対して飽和状態で使用され、前記角度検出用磁束を構成する互いに直交する2つの成分である余弦信号および正弦信号を検出する角度検出器と、
 前記交流回転機に対する電流指令と、前記余弦信号および前記正弦信号から得られる角度情報とに基づいて、前記インバータを制御する制御演算部と
 を備え、
 前記制御演算部は、前記直流電源と前記インバータとの間を流れる直流電流、および前記インバータと前記電機子巻線との間を流れる前記多相交流電流、の少なくとも一方によるノイズ磁束成分によって前記余弦信号および前記正弦信号に生じる信号誤差を補正するための補正信号を、電流経路と前記角度検出器との位置関係から算出し、前記補正信号により補正した後の値である補正後余弦信号および補正後正弦信号から求めた前記角度情報を用いて、前記インバータを制御する
 交流回転機の制御装置。
[請求項2]
 前記制御演算部は、
  前記直流電流および前記多相交流電流の少なくとも一方によるノイズ磁束のうち、前記角度検出用磁束の法線方向のノイズ磁束成分に比例する信号誤差を、前記補正信号を用いて補正することで前記補正後余弦信号および前記補正後正弦信号を生成する補正信号演算部と、
  前記補正後余弦信号および前記補正後正弦信号に基づいて補正後回転角として前記角度情報を生成する角度演算部と、
  前記補正後回転角に基づいて前記インバータを制御する電流制御部と
 を有する請求項1に記載の交流回転機の制御装置。
[請求項3]
 前記磁束発生器の極対数をm(mは自然数)としたとき、前記直流電流による回転0次のノイズ磁束で生じる信号誤差は、回転0次および回転2m次であって、
 前記補正信号演算部は、前記角度検出器の配置により決定する位相補正定数と振幅補正定数によって位相および振幅が決定される、前記直流電流によるノイズ磁束に対応した前記補正信号を用いて、前記補正後余弦信号および前記補正後正弦信号を生成する
 請求項2に記載の交流回転機の制御装置。
[請求項4]
 前記角度検出器は、前記直流電流が前記角度検出器の位置で作り出す磁束のXY平面上での方向が、前記角度検出器のX軸方向またはY軸方向となる設置位置に配置されており、
 前記補正信号演算部は、前記角度検出器が前記設置位置に配置されている条件が成立しているとして、前記直流電流によるノイズ磁束に対応した前記補正信号を算出する
 請求項3に記載の交流回転機の制御装置。
[請求項5]
 前記直流電源から前記インバータまでの直流電流の主経路と、前記インバータから前記直流電源までの直流電流の主経路とは、前記角度検出器のXZ平面またはYZ平面に関して対称となるように配置されている
 請求項4に記載の交流回転機の制御装置。
[請求項6]
 前記インバータは、第1のインバータと第2のインバータからなり、
 前記直流電源から前記第1のインバータまでの直流電流の主経路と、前記直流電源から前記第2のインバータまでの直流電流の主経路は、前記角度検出器のXZ平面またはYZ平面に関して対称となり、
 前記第1のインバータから前記直流電源までの主経路と前記第2のインバータから前記直流電源までの主経路は、前記XZ平面または前記YZ平面に関して対称となるように配置されている
 請求項4に記載の交流回転機の制御装置。
[請求項7]
 前記インバータは、少なくとも第1のインバータと第2のインバータからなり、
 前記直流電源から前記第1のインバータまでの直流電流の主経路と、前記第2のインバータから前記直流電源までの直流電流の主経路は、前記角度検出器のXZ平面またはYZ平面に関して対称となり、
 前記直流電源から前記第2のインバータまでの主経路と前記第1のインバータから前記直流電源までの主経路は、前記XZ平面または前記YZ平面に関して対称となるように配置されている
 請求項4に記載の交流回転機の制御装置。
[請求項8]
 前記直流電源と前記インバータの間で、前記直流電源に対して並列に接続された平滑コンデンサをさらに備え、
 前記補正信号演算部は、前記角度検出器の配置および直流電流が流れる電流経路に基づいて、位相補正定数と振幅補正定数によって位相および振幅が決定される、前記直流電流によるノイズ磁束に対応した前記補正信号を算出する
 請求項2から請求項7のいずれか1項に記載の交流回転機の制御装置。
[請求項9]
 前記交流回転機の極対数をn(nは自然数)としたとき、前記多相交流電流による回転n次のノイズ磁束で生じる信号誤差は、回転n次成分に加えて、回転(n-2m)次成分または回転(n+2m)次成分の少なくとも一方を有しており、
 前記補正信号演算部は、前記インバータと前記電機子巻線の間を流れる前記多相交流電流の電流経路と、前記角度検出器の配置により決定される位相補正定数および振幅補正定数と、によって位相および振幅が決定される、前記多相交流電流によるノイズ磁束に対応した前記補正信号を算出する
 請求項2から請求項8のいずれか1項に記載の交流回転機の制御装置。
[請求項10]
 前記角度検出器は、前記多相交流電流が前記角度検出器の位置で作り出す磁束のX軸成分とY軸成分が、振幅が等しく位相差がπ/2となる設置位置に配置されており、
 前記補正信号演算部は、前記角度検出器が前記設置位置に配置されている条件が成立しているとして、前記多相交流電流によるノイズ磁束に対応した前記補正信号を算出する
 請求項9に記載の交流回転機の制御装置。
[請求項11]
 前記角度検出器は、前記多相交流電流が前記角度検出器の位置で作り出す磁束のXY平面上での方向が、前記角度検出器のX軸方向またはY軸方向となる設置位置に配置されており、
 前記補正信号演算部は、前記角度検出器が前記設置位置に配置されている条件が成立しているとして、前記多相交流電流によるノイズ磁束に対応した前記補正信号を算出する
 請求項9に記載の交流回転機の制御装置。
[請求項12]
 請求項1から11のいずれか1項に記載された交流回転機の制御装置を備え、
 前記交流回転機の制御装置は、電動パワーステアリングの操舵トルクを補助するトルクを発生するトルク制御を実行する
 電動パワーステアリングの制御装置。

図面

[ 図 1]

[ 図 2]

[ 図 3]

[ 図 4]

[ 図 5]

[ 図 6]

[ 図 7]

[ 図 8]

[ 図 9]

[ 図 10]

[ 図 11]

[ 図 12]