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1. (CN105323048) 物理帧中前导符号的生成方法
Примечание: Текст, основанный на автоматизированных процессах оптического распознавания знаков. Для юридических целей просьба использовать вариант в формате PDF
物理帧中前导符号的生成方法


技术领域
本发明涉及无线广播通信技术领域,特别涉及一种物理帧中前导 符号的生成方法。
背景技术
通常为了使OFDM系统的接收端能正确解调出发送端所发送的 数据,OFDM系统必须实现发送端和接收端之间准确可靠的时间同 步。同时,由于OFDM系统对载波的频偏非常敏感,OFDM系统的接 收端还需要提供准确高效的载波频谱估计方法,以对载波频偏进行精确的估计和纠正。
目前,OFDM系统中实现发送端和接收端时间同步的方法基本是 基于前导符号来实现的。前导符号是OFDM系统的发送端和接收端都 已知的符号序列,前导符号做为物理帧的开始(命名为P1符号),在 每个物理帧内只出现一个P1符号或连续出现多个P1符号,它标志了该 物理帧的开始。P1符号的用途包括有:
1)使接收端快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的 信号;
2)提供基本传输参数(例如FFT点数、帧类型信息等),以使 接收端可以进行后续接收处理;
3)检测出初始载波频偏和定时误差,进行补偿后达到频率和定时 同步;
4)紧急警报或广播系统唤醒。
DVB_T2标准中提出了基于CAB时域结构的P1符号设计,较好地 实现了上述功能。但是,在低复杂度接收算法上仍然有一些局限。例 如,在1024、542、或者482个符号的长多径信道时,利用CAB结构进 行定时粗同步会发生较大偏差,导致频域上估计载波整数倍频偏出现 错误。另外,在复杂频率选择性衰落信道时,例如长多径时,DBPSK 差分解码也可能会失效。而且,由于DVB_T2时域结构中没有循环前 缀,若和需要进行信道估计的频域结构组合,将造成其频域信道估计 性能严重下降的问题。
发明内容
本发明解决的问题是目前DVB_T2标准及其他标准中,DVB_T2 时域结构中没有循环前缀,不能适用于相干检测,而且前导符号在复 杂频率选择性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问 题。
为解决上述问题,本发明实施例提供了一种物理帧中前导符号的 生成方法,包括如下步骤:对预定长度的频域OFDM符号作离散傅 里叶反变换以得到时域OFDM符号;从所述时域OFDM符号截取循 环前缀长度的时域OFDM符号作为循环前缀;基于上述截取的所述 循环前缀长度的时域OFDM符号生成调制信号;基于所述循环前缀、 所述时域OFDM符号和所述调制信号生成前导符号。
可选的,在从所述时域OFDM符号截取循环前缀长度的时域 OFDM符号作为循环前缀之前还包括:选择所述循环前缀长度和调制 信号长度的不同组合,以使最终形成的前导符号通过上述不同组合来 传输信令信息。
可选的,所述选择所述循环前缀长度和调制信号长度的不同组合, 在所述时域OFDM符号中传输信令信息包括:确定所要传输信令信 息的比特数N;选取2N个循环前缀长度和调制信号长度的不同组合, 以使最终形成的前导符号通过上述2N个不同组合来传输信令信息。。
可选的,在从所述时域OFDM符号截取循环前缀长度的时域 OFDM符号作为循环前缀之前还包括:
确定一种所述循环前缀长度和调制信号长度的组合;
在用于截取该循环前缀长度的时域OFDM符号中,选择不同的 起始位置截取该调制信号长度的时域OFDM符号来产生调制信号, 以使最终形成的前导符号通过所述不同的起始位置来传输信令信息。
可选的,所述信令信息包括紧急警报或广播系统标识EAS_flag, 发射机标志信息TXID、hook信息或者其他传输参数。
可选的,在所述对预定长度的频域OFDM符号作离散傅里叶反 变换以得到时域OFDM符号之前还包括如下步骤:
确定固定序列和信令序列的平均功率比;
依照该平均功率比在频域上分别生成固定序列和信令序列;
将固定序列和信令序列填充至有效子载波上,且所述固定序列和 信令序列之间呈奇偶交错排列;
在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成预定长度 的频域OFDM符号。
可选的,所述固定序列和信令序列的平均功率相同或者不同。
可选的,所述固定序列和信令序列的功率比为1:1或者3:2 或者2:1或者3:1。
与现有技术相比,本发明技术方案具有以下有益效果:
根据本发明实施例提供的物理帧中前导符号的生成方法,根据不 同的信道环境确定循环前缀长度,并从时域OFDM符号截取所述循 环前缀长度的时域OFDM符号作为循环前缀,从而解决了频域信道 估计性能下降的问题。并且基于上述截取的所述循环前缀长度的时域 OFDM符号生成调制信号,使得生成的前导符号具有良好的小数倍频 偏估计性能和定时同步性能。
进一步地,通过选择循环前缀长度和调制信号长度的不同组合, 以使最终形成的前导符号通过上述不同组合来传输信令信息;或者确 定一种所述循环前缀长度和调制信号长度的组合,并在用于截取该循 环前缀长度的时域OFDM符号中,选择不同的起始位置截取该调制 信号长度的时域OFDM符号来产生调制信号,以使最终形成的前导 符号通过所述不同的起始位置来传输信令信息。
更进一步地,利用时域OFDM符号的调制信号与时域OFDM符 号的结构(作为前导符号)保证了在接收端利用延迟相关可以得到明 显的峰值。并且,在生成该前导符号过程中,设计时域OFDM符号 的调制信号可以避免接收端受到连续波干扰或者单频干扰,或者出现与调制信号长度等长的多径信道,或者接收信号中保护间隔长度和调 制信号长度相同时出现误检测峰值。
附图说明
图1是本发明的一种物理帧中前导符号的生成方法的具体实施 方式的流程示意图;
图2是利用图1所示的物理帧中前导符号的生成方法生成的前导 符号的CAB结构示意图;
图3A是本发明的一种传输紧急警报或广播系统标识EAS_flag 的前导符号的CAB结构示意图;
图3B是本发明的另一种传输紧急警报或广播系统标识EAS_flag 的前导符号的CAB结构示意图;
图4是本发明的一种物理帧中前导符号的生成方法中生成频域 OFDM符号的具体实施方式的流程示意图。
具体实施方式
发明人发现目前DVB_T2标准及其他标准中,DVB_T2时域结 构中没有循环前缀,而且前导符号在频率选择性衰落信道下低复杂度 接收算法检测出现失败概率的问题。
针对上述问题,发明人经过研究,提供了一种物理帧中前导符号 的生成方法。在时域结构中设置了循环前缀,解决了频域信道估计性 能下降的问题,利用该循环前缀部分的全部或部分数据段生成调制信 号,使得生成的前导符号具有良好的小频偏和定时同步性能。
通过选择所述循环前缀长度和调制信号长度的不同组合,以使最 终形成的前导符号通过上述不同组合来传输信令信息;或者确定一种 所述循环前缀长度和调制信号长度的组合,并在用于截取该循环前缀 长度的时域OFDM符号中,选择不同的起始位置截取该调制信号长 度的时域OFDM符号来产生调制信号,以使最终形成的前导符号通 过所述不同的起始位置来传输信令信息。
进一步地,保证了载波频率偏差在-500kHz至500kHz范围内接 收端仍可以处理接收信号。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂,下面结 合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
如图1所示的是本发明的一种物理帧中前导符号的生成方法的 具体实施方式的流程示意图。参考图1,物理帧中前导符号的生成方 法包括如下步骤:
步骤S15:对预定长度的频域OFDM符号作离散傅里叶反变换 以得到时域OFDM符号;
步骤S16:从所述时域OFDM符号截取循环前缀长度的时域 OFDM符号作为循环前缀;
步骤S17:基于上述截取的所述循环前缀长度的时域OFDM符 号生成调制信号;
步骤S18:基于所述循环前缀、所述时域OFDM符号和所述调 制信号生成前导符号。
在本实施例中,如步骤S15所述,对预定长度的频域OFDM符 号作离散傅里叶反变换以得到时域OFDM符号。
本步骤所述的离散傅里叶反变换是常用的将频域信号转换成时 域信号的方式,在此不予赘述。
P1_X i 作离散傅里叶反变换后得到时域OFDM符号:
其中,M为有效非 零子载波 的个数。
如步骤S16所述,从所述时域OFDM符号截取循环前缀长度的 时域OFDM符号作为循环前缀。
在本实施例中,所述循环前缀长度等于或者小于所述预定长度。 以所述预定长度为1024为例,所述循环前缀长度可以是1024或者小 于1024。优选地,所述循环前缀长度为512,通常截取该时域OFDM 符号的后半部分(长度为512)作为循环前缀,从而解决了频域信道 估计性能下降的问题。
其中,所述确定循环前缀长度是根据无线广播通信系统通常需要 对抗的多径长度、系统在最低接收门限时能得到鲁棒相关峰值的最小 长度以及时域结构传输信令的比特数中的任一种或多种因素来确定。 如果仅需要在频域结构传输信令,而时域结构固定且无需传输信令, 则仅需考虑需要对抗的多径长度、系统在最低接收门限时能得到鲁棒 相关峰值的最小长度其中之一或者之二。通常,循环前缀的长度越长, 对抗长多径的性能越好,且循环前缀的长度和调制信号长度越长,其 延迟相关的峰值越鲁棒。通常,循环前缀的长度和调制信号长度需大 于等于系统在最低接收门限时能得到鲁棒相关峰值的最小长度。
如步骤S17所述,基于上述截取的所述循环前缀长度的时域 OFDM符号生成调制信号。在实践中,调制信号长度一般不超出循环 前缀部分的长度。
具体地,本步骤包括:
1)设置一个频偏序列;
2)将所述循环前缀长度的时域OFDM符号或者部分所述循环前 缀长度的时域OFDM符号乘以所述频偏序列以得到所述调制信号。
例如,设N cp 为确定的循环前缀长度,Len B 为调制信号长度。调 制信号长度由系统在最低接收门限时能得到鲁棒相关峰值的最小长 度来确定。通常调制信号长度大于等于该最小长度。设N A 为时域 OFDM符号的长度,设时域OFDM符号的采样点序号为0,1,…N A -1.设N1为选择复制给调制信号段的起点对应的时域OFDM符号的采样 点序号,N2为选择复制给调制信号段的终点对应的时域OFDM符号 采样点序号。其中,
N2=N1+Len B -1
为了便于描述,将时域OFDM符号分成2部分,第一段是未截 取作为循环前缀的部分时域OFDM符号(一般为该时域OFDM符号 的前部),第二段是截取作为循环前缀的部分时域OFDM符号(一般 为该时域OFDM符号的后部)。若截取时域OFDM符号全部作为循 环前缀,则第一段的长度为0。N1一定落在第二段中,即选择给调制 信号段的那部分时域OFDM符号的范围不会超出截取作为循环前缀 的那部分时域OFDM符号的范围。
调制信号部分、循环前缀部分与时域OFDM符号中的一部分信 息相同。其中,调制信号部分仅是调制了频偏或其他信号,因此可以 利用调制信号部分与循环前缀部分的相关值以及调制信号部分与时 域OFDM符号的相关值来做定时同步和小偏估计。在实践中,调制 信号长度一般不超过循环前缀长度。若调制信号长度大于循环前缀长 度,则超出的部分将增加系统的开销,造成传输效率的下降,且它仅 能增强调制信号部分与时域OFDM符号的相关值的鲁棒性,在保持 同样的开销下,这部分长度应该增加到循环前缀部分,它将带来更多 的性能好处。
如图2所示,A段表示时域OFDM符号,C段表示循环前缀,B 段表示调制信号。该频偏序列为其中f SH 可选取为时 域OFDM符号对应的频域子载波间隔(即1/N A T),其中T为采样周 期,N A 为时域OFDM符号的长度。在本实例中,N A 为1024,取 f SH =1/1024T。在其他实例中,为了使相关峰值尖锐,f SH 也可以选择 为1/(Len B T)。当Len B =N CP 时,f SH =1/N CP T。比如Len B =N CP =512 时,f SH =1/512T。
在其他实施例中,M(t)也可以被设计成其他序列,如m序列或 一些简化的窗序列等。
该部分时域OFDM符号的调制信号为P1_B(t),P1_B(t)是通过该 部分时域OFDM符号乘以频偏序列M(t)得到,即P1_B(t)为:
其中,N1为选择复制给 调制信号段 的起点对应的时域OFDM符号的采样点序号。
如步骤S18所述,基于所述循环前缀、所述时域OFDM符号和 所述调制信号生成前导符号。
具体地,将所述循环前缀拼接在所述时域OFDM符号的前部作 为保护间隔,并将所述调制信号拼接在所述OFDM符号的后部作为 调制频偏序列以生成前导符号,如图2所示。
例如,前导符号可以根据采用如下时域表达式:
在一个优选实施例中,所述预定长度N A =1024;N cp 为所述预定 长度的一半,即当N A =1024时,N cp =512。
当不需要用该前导符号的时域结构传输信令时,在产生调制信号 时,仅取一个固定的起点。优选地,设置Len B =N cp 且N1=N A -N cp ,即
当N A =1024,N cp =512时,Len B =512,N1=512。
进一步地,本实施例中,还通过生成不同的循环前缀和调制信号, 从而使得最终形成的前导符号也不同,以使接收端在解调接收到的物 理帧中的前导符号时,可以对其作延迟相关运算,并根据尝试设置不 同的延迟,其中延迟值只有匹配前导符号的设计参数,才能得到明显 的相关峰值,以此来区分不同的前导符号,以达到在前导符号中时域 结构传输信令信息的目的。
一个具体实例是,在所述步骤S16之前还包括如下步骤:选择所 述循环前缀长度和调制信号长度的不同组合,以使最终形成的前导符 号通过上述不同组合来传输信令信息。
具体地,该步骤包括:
1)确定所要传输信令信息的比特数N;
2)选取2N个循环前缀长度和调制信号长度的不同组合,以使最 终形成的前导符号通过上述2N个不同组合来传输信令信息。
在实践中,有些信令信息(例如紧急警报或广播系统标识 EAS_flag)只需要1比特,有些信令信息(例如发射机标志信息TXID) 需要4比特。因此,根据所要传输信令信息的比特数(设为N)来确 定循环前缀长度和调制信号长度的不同组合,其不同组合的总数目为2N
以传输的信令信息为紧急警报或广播系统标识EAS_flag为例。
例如,传输1比特的EAS flag。设预定长度为1024的OFDM符 号的采样点序号为0、1、…、1023。设N cp 为确定的循环前缀长度, Len B 为调制信号长度。设N A 为时域OFDM符号的长度。
若EAS flag=0,取N cp =Len B =512;把N A 为1024的OFDM符号 的对应序号为512~1023的采样点复制给C作为循环前缀,把N A 为 1024的OFDM符号的对应序号为512~1023的采样点并调制频偏序 列后生成B,放到A的后部。
若EAS flag=1,取N CP =512+K;Len B =512-K;把N A 为1024的 OFDM符号的对应序号为512-K~1023的采样点复制给C作为循环前 缀,把N A 为1024的OFDM符号的对应序号为512+K~1023的采样点 并调制频偏序列后生成B,放到A的后部。
优选地,可取Nc=N A /2+K、Nb=N A /2-K;通过选择2N个不同的 K来传输N比特的信令信息。
参考图3A所示的是一种传输紧急广播系统标识EAS_flag的前 导符号的CAB结构示意图。其中,K的取值为0(对应EAS_flag=0) 和16(对应EAS_flag=1)。
时域表达式为:
若EAS_flag=1
若EAS_flag=0
该频偏序列为其中f SH 可选取为时域OFDM符 号对应的频域子载波间隔即1/N A T,其中T为采样周期,N A 为时域 OFDM符号的长度,在本例中,N A 为1024,取f SH =1/1024T。
另一个具体实例是,在所述步骤S16之前还包括如下步骤:
确定一种所述循环前缀长度和调制信号长度的组合;
在用于截取该循环前缀长度的时域OFDM符号中,选择不同的 起始位置截取该调制信号长度的时域OFDM符号来产生调制信号, 以使最终形成的前导符号通过所述不同的起始位置来传输信令信息。
以传输的信令信息为紧急警报或广播系统标识EAS_flag为例。
例如,所述预定长度为1024,N CP 为512+K,Len B 为512-K,整 个前导符号的长度为2048,其中调制频偏值f SH =1/1024T,通过选择 不同的起始位置N1用来传输1比特信令表示紧急警报或广播系统标 识EAS_flag。
若EAS_flag=1,取N1=512-L,即把N A 为1024的OFDM符号 的对应序号为512-L~1023-2L的采样点并调制频偏序列后生成B,放 到A的后部。
若EAS_flag=0,取N1=512+L,即把N A 为1024的OFDM符号 的对应序号为512+L~1023的采样点并调制频偏序列后生成B,放到 A的后部。
参考图3B所示的是另一种传输紧急警报或广播系统标识 EAS_flag的前导符号的CAB结构示意图。其中,L的取值为8。
时域表达式为:
若EAS_flag=1
若EAS_flag=0
又例如,所述预定长度为1024,N CP 为512+15*L,Len B 为512, N1可取512+i*L,0≤i<16,则可表示16种不同的取法,传输4bit 信令信息。例如,不同的发射机可以通过取不同的N1来传输该发射 机的对应的标识TXID、同一个发射机也可以通过分时地改变N1来 发送传输参数。优选地,L取16。
又例如,所述预定长度为1024,N CP 为512+7*L,Len B 为512, N1可取512+i*L,0≤i<7,传输3bit信令信息。优选地,L取16。
进一步地,参考图4所示的一种物理帧中前导符号的生成方法中 生成频域OFDM符号的具体实施方式的流程示意图。
具体来说,在上述图1所示的流程示意图中的所述步骤S15之前 还包括如下步骤:
步骤S11:确定固定序列和信令序列的平均功率比;
步骤S12:依照该平均功率比在频域上分别生成固定序列和信令 序列;
步骤S13:将固定序列和信令序列填充至有效子载波上,且所述 固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列;
步骤S14:在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波以形成 预定长度的频域OFDM符号。
具体来说,如步骤S11所述,确定固定序列和信令序列的平均功 率比。其中,所述固定序列包括接收端可用来做载波频率同步和定时 同步的相关信息、所述信令序列包括各个基本传输参数。
在本实施例中,所述固定序列和信令序列均为恒模序列,且固定 序列和信令序列中各个复数的模都相等。需要说明的是,所述复数包 括实数(即复数的虚部为零)。这样,信令序列和固定序列的平均功 率相同。
在其他实施例中,固定序列和信令序列的平均功率可以相同也可 以不同,可根据实际应用需求调整,选择增加固定序列的功率来获取 更好的信道估计和整偏估计性能,或者选择增加信令序列的功率来提 高信令载波上的实际信噪比以提高信令解码性能。因此,固定序列和 信令序列的平均功率比是根据整偏估计性能、信道估计性能、解信令 性能和定时同步性能的均衡考虑而确定。在本实施例中,所述固定序 列和信令序列的平均功率比可以为1:1或者3:2或者2:1或者3: 1。当固定序列长度和信令序列长度相同时,平均功率比即为功率总 和之比。
在确定平均功率比后,便相应得到固定序列和信令序列的幅值比。 当平均功率比为2:1,且固定序列和信令序列均为恒模序列时,相应 固定序列和信令序列的幅值比为
如步骤S12所述,依照该平均功率比在频域上分别生成固定序列 和信令序列。
在本实施例中,在频域上生成信令序列可以采用如下两种方式中 的任一种,下面详细描述这两种生成信令序列的具体方式。
方式1:
1.1确定信令序列的长度、个数以及幅值;
1.2基于所述信令序列的长度和个数确定CAZAC序列生成公式 中的root值;其中,信令序列的长度小于或者等于root值,且root 值大于或者等于信令序列的个数的两倍。优选地,root值选取为信令 序列的长度。
例如,确定序列长度L以及信令个数。比如,要传N个bit,则信令个数 num为2N并选择CAZAC序列生成公式中exp(jπqn(n+1)/root)的root值。其 中,序列长度L小于或者等于root值,且root值要大于等于2*num。通常root 值为质数。
1.3选择不同的q值产生CAZAC序列,其中q值的个数等于信 令序列的个数,且任意两个q值之和不等于root值;且所产生的 CAZAC序列需要经过循环移位,循环移位的位数由相应的root值和 q值决定。
例如,选择num个不同的q 0 、q 1 、……、q num-1 产生CAZAC序 列:
s(n)=exp(jπqn(n+1)/root),n=0,...root-1。
经过循环移位后的序列为:
s k (n)=[s(k),s(k+1),...,s(L-1),s(0),...,s(k-1)]
其中,k是循环移位的位数。
需要说明的是,在本实施例中,选出的q i (0≤i≤num-1)必须满 足下述条件:任何2个q i 、q j (0≤i,j≤num-1)满足q i +q j ≠root.
在上述条件下,优先选择使得整体频域OFDM符号PAPR低的 序列。且如果L大于等于2*num,优先选择root=L.这样序列的自相 关值为零。
1.4根据所确定的信令序列的个数从所有的CAZAC序列中选取 所述信令序列。需要说明的是,若L=root,则不需要截取,所得到的 CAZAC序列即可作为信令序列。
例如,将num个序列中每一个序列截取长度为L的连续部分序 列或者全部序列作为信令序列。
举例来说,信令序列长度L=353,数量num=128,则可选择root 为最接近的质数353。q的取值范围为1~352,每个序列循环移位位 数的取值范围为1~353。在所有可选的信令序列中,优选出如下128 组,其q值和循环移位位分别如下表所示:
q值取值表格
循环移位位数表格
根据上述已知的信令序列,计算得到一个较优的固定序列,如下 式表示:
其中,ω n 的取值依顺序从左往右按行排列如下表所示:
5.43 2.56 0.71 0.06 2.72 0.77 1.49 6.06 4.82 2.10
5.62 4.96 4.93 4.84 4.67 5.86 5.74 3.54 2.50 3.75
0.86 1.44 3.83 4.08 5.83 1.47 0.77 1.29 0.16 1.38
4.38 2.52 3.42 3.46 4.39 0.61 4.02 1.26 2.93 3.84
3.81 6.21 3.80 0.69 5.80 4.28 1.73 3.34 3.08 5.85
1.39 0.25 1.28 5.14 5.54 2.38 6.20 3.05 4.37 5.41
2.23 0.49 5.12 6.26 3.00 2.60 3.89 5.47 4.83 4.17
3.36 2.63 3.94 5.13 3.71 5.89 0.94 1.38 1.88 0.13
0.27 4.90 4.89 5.50 3.02 1.94 2.93 6.12 5.47 6.04
1.14 5.52 2.01 1.08 2.79 0.74 2.30 0.85 0.58 2.25
5.25 0.23 6.01 2.66 2.48 2.79 4.06 1.09 2.48 2.39
5.39 0.61 6.25 2.62 5.36 3.10 1.56 0.91 0.08 2.52
5.53 3.62 2.90 5.64 3.18 2.36 2.08 6.00 2.69 1.35
5.39 3.54 2.01 4.88 3.08 0.76 2.13 3.26 2.28 1.32
5.00 3.74 1.82 5.78 2.28 2.44 4.57 1.48 2.48 1.52
2.70 5.61 3.06 1.07 4.54 4.10 0.09 2.11 0.10 3.18
3.42 2.10 3.50 4.65 2.18 1.77 4.72 5.71 1.48 2.50
4.89 4.04 6.12 4.28 1.08 2.90 0.24 4.02 1.29 3.61
4.36 6.00 2.45 5.49 1.02 0.85 5.58 2.43 0.83 0.65
1.95 0.79 5.45 1.94 0.31 0.12 3.25 3.75 2.35 0.73
0.20 6.05 2.98 4.70 0.69 5.97 0.92 2.65 4.17 5.71
1.54 2.84 0.98 1.47 6.18 4.52 4.44 0.44 1.62 6.09
5.86 2.74 3.27 3.28 0.55 5.46 0.24 5.12 3.09 4.66
4.78 0.39 1.63 1.20 5.26 0.92 5.98 0.78 1.79 0.75
4.45 1.41 2.56 2.55 1.79 2.54 5.88 1.52 5.04 1.53
5.53 5.93 5.36 5.17 0.99 2.07 3.57 3.67 2.61 1.72
2.83 0.86 3.16 0.55 5.99 2.06 1.90 0.60 0.05 4.01
6.15 0.10 0.26 2.89 3.12 3.14 0.11 0.11 3.97 5.15
4.38 2.08 1.27 1.17 0.42 3.47 3.86 2.17 5.07 5.33
2.63 3.20 3.39 3.21 4.58 4.66 2.69 4.67 2.35 2.44
0.46 4.26 3.63 2.62 3.35 0.84 3.89 4.17 1.77 1.47
2.03 0.88 1.93 0.80 3.94 4.70 6.12 4.27 0.31 4.85
0.27 0.51 2.70 1.69 2.18 1.95 0.02 1.91 3.13 2.27
5.39 5.45 5.45 1.39 2.85 1.41 0.36 4.34 2.44 1.60
5.70 2.60 3.41 1.84 5.79 0.69 2.59 1.14 5.28 3.72
5.55 4.92 2.64
按照平均功率比确定固定序列和信令序列的幅值。例如,若固定 序列和信令序列的平均功率比为1:1,上述实施例中固定序列和信 令序列模值均为1,且长度相同,满足功率比需求。再例如,在其他 实施例中,若固定序列和信令序列的平均功率比为2:1,若固定序 列和信令序列均恒模,假设固定序列的幅值为1,则信令序列的幅值 为
方式2:
2.1确定信令序列的长度、个数以及幅值;
2.2基于所述信令序列的长度和个数确定CAZAC序列生成公式 中若干个root值;其中,信令序列的长度小于或者等于所选择的若干 个root值中的最小值,且所选择的若干个root值之和大于或者等于 信令序列的个数的两倍。优选地,root值选取为信令序列的长度。
例如,确定序列长度L以及信令个数。比如,要传N个bit,则 信令个数num为2N,并选择CAZAC序列生成公式中 exp(jπqn(n+1)/root)的若干K个root k (0≤k≤K-1)。其中,信令序列 长度L小于或者等于所有root k 中的最小值,并且若干个root k 的和大 于等于2*num,即通常root k 值为质数。
2.3针对每一个root值,选择不同的q值产生CAZAC序列,其 中q值的个数小于或者等于相应的root值的1/2,且任意两个q值之 和不等于相应的root值;且所产生的CAZAC序列需要经过循环移位, 循环移位的位数由相应的root值和q值决定。
例如,针对每个root k (0≤k≤K-1),选择num k 个不同的q 0 、q 1 产生CAZAC序列exp(jπqn(n+1)/root k ),n=0,...root k -1。其中,
在本方式2中,针对每一个root值,选择不同的q值产生CAZAC 序列,以及所产生的CAZAC序列需要经过循环移位的方式可以参照 上述方式1的描述,在此不再赘述。
需要说明的是,在本实施例中,选出的q i (0≤i≤num k -1)必须满 足下述条件:任意2个q i 、q j (0≤i,j≤num k -1)满足q i +q j ≠root k
在上述条件下,优先选择使得整体频域OFDM符号PAPR低的 序列。且可优先选择其中一个root=L。这样该root产生的序列的自相 关值为零。
2.4根据所确定的信令序列的个数从得到的每一个CAZAC序列 中选取所述信令序列。需要强调的是,若其中某个root=L,则根据选 取为信令序列的长度的root值所产生的CAZAC序列确定所述信令序 列。
例如,将num个序列中每一个序列截取长度为L的连续部分序 列或者全部序列作为信令序列。
举例来说,例如,L=353,num=128。按方式1优先选择root为 353。然后,选择q=1,2,…128。满足q i +q j ≠353,(0≤i,j≤128-1)。最后, 将每个序列截取到长度为353。
又例如,L=350,num=256。按方式2选择root1为353、root2=359, 然后针对root1=353,选出q=1,2,3,…128共128个序列,q i +q j ≠353。 然后针对root2=359,选出q=100,101,102,…227共128个序列,总共 256个序列.。最后将每个序列截取到长度为353。
按照平均功率比确定固定序列和信令序列的幅值。例如,若固定 序列和信令序列的平均功率比为1:1,上述实施例中固定序列和信 令序列模值均为1,且长度相同,满足功率比需求。再例如,其他实 施例中,若固定序列和信令序列的平均功率比为2:1,若固定序列 和信令序列均恒模,假设固定序列的幅值为1,则信令序列的幅值为
另外,在其他的实施例中,若固定序列和信令序列不恒模,则幅 值系数计算更为复杂,但均可以实现平均功率比需求,这里不再赘述。
如步骤S13所述,所述固定序列和信令序列填充至有效子载波上, 且所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列。
在一个优选的实施方式中,所述固定序列的长度与所述信令序列 的长度相等,且该长度小于所述预定长度的1/2。其中,所述预定长 度为1024,但实际应用中也可以根据系统需求而改变。
以预定长度为1024为例,设固定序列的长度为N(即承载固定 序列的有效子载波的个数为N)、信令序列的长度为M(即承载信令 序列的有效子载波的个数为M),在本实施例中,M=N。在其他实施 例中,N也可以略大于M。
所述固定序列和信令序列之间呈奇偶交错排列,即固定序列填充 至偶子载波(或奇子载波)位置上,相应地,信令序列填充至奇子载 波(或偶子载波)位置上,从而在频域的有效子载波上呈现固定序列 和信令序列奇偶交错排列的分布状态。需要说明的是,当固定序列和 信令序列的长度不一致时(例如M>N),可以通过补零序列子载波的 方式来实现固定序列和信令序列奇偶交错排列。
如步骤S14所述,在所述有效子载波两侧分别填充零序列子载波 以形成预定长度的频域OFDM符号。
在优选的实施方式中,本步骤包括:在所述有效子载波两侧分别 填充等长度的零序列子载波以形成预定长度的频域OFDM符号。
沿用以预定长度为1024的例子,零序列子载波的长度的 G=1024-M-N,两侧填充(1024-M-N)/2个零序列子载波。
进一步地,为了保证在载波频率偏差在-500kHz至500kHz范围 内接收端仍可以处理接收信号,(1024-M-N)/2的值通常大于临界长度 值(设为TH),该临界长度值由系统符号率和预定长度来确定。例如, 预定长度为1024,7.61M的系统符号率,9.14M的采样率,则例如,M=N=353,则G=318, 两侧各填充159个零序列子载波。
因此,预定长度(1024个)的子载波(即频域OFDM符号) P1_X 0 ,P1_X 1 ,…,P1_X 1023 由以下方式填充生成:
其中,固定序列子载波信令序列子载波所处的奇偶位置 可以互换。
本发明虽然已以较佳实施例公开如上,但其并不是用来限定本发 明,任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内,都可以利 用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和 修改,因此,凡是未脱离本发明技术方案的内容,依据本发明的技术 实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰,均属于本 发明技术方案的保护范围。