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1. (WO2019063333) LAMP OPERATING DEVICE WITH CONVERTER IN DCM
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Lampenbetriebsgerät mit Konverter in DCM

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Lampenbetriebsgerät, das insbesondere zum dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln, wie beispielsweise LEDs, ausgelegt ist. Unter LEDs sind selbstverständlich auch organische LEDs (OLEDs) zu verstehen.

Die Erfindung betrifft genauer gesagt dimmbare Betriebsgeräte für Leuchtmittel, die einen aktiv getakteten Konverter verwenden. Dabei steuert eine Steuerschaltung einen Schalter des getakteten Konverters an, derart, dass im eingeschalteten (leitfähigen) Zustand des Schalters ein Energie speicherelement (beispielsweise eine Induktivität) aufgeladen wird, welches Energie speicherelement sich im ausgeschalteten Zustand des Schalters (nicht leitfähiger Zustand des Schalters) wieder über die Leuchtmittelstrecke entlädt oder bevorzugt einen weiteren Energie Speicher (bspw. Kondensator) lädt, der wiederum die LED-Strecke mit einer ggf. mit Rippel behafteten DC-Spannung speist. Somit kommt es letztendlich zu einem ansteigenden und abfallenden Stromverlauf durch das Energiespeicherelement (Induktivität).

Wenn eine relativ hohe mittlere Lichtleistung gewünscht ist, wird natürlich das Abfallen des Stroms durch die Induktivität auf einen Wert grösser als Null begrenzt, und der Schalter wird wieder leitfähig geschaltet, bevor der Strom durch die Induktivität auf Null abgesunken ist. Wenn indessen beispielsweise für ein Dimmen die Lichtleistung verringert werden soll, wird die Wiedereinschaltschwelle (oder der entsprechende zeitliche Wiedereinschaltzeitpunkt) dementsprechend verringert (bzw. der Wiedereinschaltzeitpunkt verlängert), bis schließlich der Zustand erreicht wird, dass der Strom durch die Induktivität tatsächlich bis auf Null abfallen darf, bevor der Schalter wieder leitfähig geschaltet wird und der Strom somit wieder ansteigt.

Diese Betriebsart (Wiedereinschalten bei Erreichen des Null-Pegels) wird typischerweise „kritischer Modus" (engl, critical mode oder borderline mode, abgekürzt BCM, auch: Grenzbetriebsmodus) bezeichnet.

Wenn nunmehr ausgehend von diesem kritischen Modus die Lichtleistung weiter verringert werden soll, muss natürlich eine Totzeit eingeführt werden zwischen dem Abfallen des Stroms durch die Induktivität auf Null, und dem Wiedereinschalten des Schalters. Diese Betriebsart wird dementsprechend„Modus mit lückendem Strom" bezeichnet (engl, discontinuous mode, DCM, auch: lückender Betriebsmodus, lückender Modus).

Es ist indessen vorteilhaft, das Wiedereinschalten im Modus mit lückendem Strom nicht zu beliebigen Zeitpunkten auszuführen, sondern nur dann, wenn der nach dem ersten Nulldurchgang (aufgrund von Resonanzeffekten) nachschwingende und somit mehrfach die Null-Linie kreuzende Strom durch die Induktivität einen ansteigenden Nulldurchgang durchführt. Nur bei Wiedereinschalten des Schalters in diesen zeitlichen Bereichen des positivem Nulldurchgangs des Stroms durch die Induktivität kann ein spannungsloses Schalten des Schalters („zero voltage switching", ZVS) erzielt werden.

Ein positiver Nulldurchgang des Stroms durch die Induktivität ist ein Strom, der zu einem Zeitpunkt, zu dem der Strom den Wert Null aufweist, zugleich einen positiven Gradienten zeigt, also eine erste Ableitung des Verlaufs des Stroms zum Zeitpunkt des Nulldurchgangs größer als Null (positiv) ist.

Die zeitlichen Bereiche der positiven Nulldurchgänge können durch Messung (bspw. des Stroms durch die Induktivität) erfasst sein, oder aufgrund der durch die Dimensionierung der Bauteile bekannten Resonanzfrequenz vorausberechnet werden.

Somit ergibt sich also das Problem, dass im lückenden Betrieb bzw. beim Übergang vom kritischen Modus in den lückenden Betrieb die Leuchtmittelleistung nicht mehr durch kontinuierliche Veränderung des Wiedereinschaltzeitpunktes stetig verändert werden kann, sondern nur in Inkrementen („valley switching-Betrieb") zwischen einem oder mehreren positiven Nulldurchgängen des Stroms durch die Induktivität, was zu Sprüngen in der Lichtleistung führen kann, die auch optisch als Flackern während einer Dimmrampe wahrgenommen werden können.

Die Erfindung setzt an diesem Problem an und stellt eine Technik bereit, die bei einem Dimmen im lückenden Betrieb bzw. beim Übergang vom kritischen Modus in den lückenden Betrieb das Problem der Sprünge der Ausgangsleistung des Konverters zumindest verringert, auch wenn das Wiedereinschalten nur zu den Zeitpunkten der positiven Nulldurchgängen des Stroms durch die Induktivität erfolgt. Ein wiederholtes Springen des Konverters zwischen zwei Arbeitspunkten, wobei die zwei Arbeitspunkte durch die jeweiligen diskret beabstandeten Wiedereinschaltzeitpunkte des Schalters gekennzeichnet sind, in einem stationären Betrieb (engl.: steady State) des Konverters ist zu verhindern.

Als weiteren Aspekt soll dabei die Ausgestaltung derart sein, dass nicht unbedingt ein ASIC als Steuereinrichtung benötigt wird, sondern dass auch ein Mikrokontroller die entsprechende Ansteuerung des Schalters veranlassen kann.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Die abhängigen Ansprüche bilden den zentralen Gedanken der Erfindung in vorteilhafter Weise weiter.

Ein erster Aspekt der Erfindung betrifft ein Betriebsgerät zum dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln, insbesondere einer oder mehrere LED(s). Es weist auf eine Steuerschaltung, die eine getaktete Konverterschaltung mit einem Energiespeicherelement, insbesondere wenigstens einer Induktivität, und wenigstens einem Schalter aufweist, der ausgehend von der Steuerschaltung getaktet ist. Die Konverterschaltung kann bspw. ein Buck- oder ein Boost- Konverter sein.

Die Steuerschaltung ist dazu ausgelegt, durch Ansteuerung des Schalters die Konverterschaltung wahlweise, insbesondere von einem die Leistung vorgebenden Signal wenigstens im kritischen Modus oder im Modus mit lückendem Strom zu betreiben. In einem ersten Dimmbereich liegt also ein Betrieb im lückenden Modus vor, und in einem weiteren davon getrennten Dimmbereich ein Betrieb im kritischen Modus. Diese beiden Modi können aneinander angrenzen, es kann indessen zwischen ihnen auch ein Hybridmodus vorgesehen sein, in dem der lückende bzw. der kritische Modus im zeitlichen Multiplex vorliegen. (Optional kann sich an den kritischen Modus auch ein kontinuierlicher Modus anschliessen).

Die Steuerschaltung setzt im lückenden Betrieb den Wiedereinschaltzeitpunkt des Schalters in diskreten Inkrementen in einen der zeitlichen Bereiche nach dem ersten Nulldurchgang, in denen der Strom beim Entladen des Energiespeicherelements einen steigenden Nulldurchgang vollführt. Die Steuerschaltung ist dabei dazu ausgelegt, bei einer inkrementellen Veränderung des Wiedereinschaltzeitpunkts eine die Leuchtmittel-Leistung beeinflussenden Rückführgröße durch direkte oder indirekte Veränderung der Einschaltzeitdauer des Schalters zu regeln.

Die Steuerschaltung kann dazu ausgelegt sein,

- bei einer inkrementellen Verlängerung des Wiedereinschaltzeitpunkts inkrementell bzw. sprunghaft die Einschaltzeitdauer zu verlängern und dann eine Regelung mit der Steuergröße „Einschaltzeitdauer" durchzuführen und,

- bei einer inkrementellen Verringerung des Wiedereinschaltzeitpunkts inkrementell bzw. sprunghaft die Einschaltzeitdauer zu verkürzen und dann eine Regelung mit der Steuergröße „Einschaltzeitdauer" durchzuführen.

Die Steuerschaltung kann dazu ausgelegt sein, eine inkrementelle Veränderung des Wiedereinschaltzeitpunkts durchzuführen, wenn die Regelung mit der Steuergröße „Einschaltzeitdauer" vorgegebene Mindest- oder Maximalwerte der Einschaltdauer oder einer diese beeinflussenden Größe zur Folge hat, also sozusagen diese Regelung mittels der Veränderung der Einschaltzeitdauer an ihre Grenzen stößt.

Entsprechend kann die Steuerschaltung dazu ausgelegt sein, dass wenn die Einschaltzeitdauer maximal ist und zugleich eine eingestellte lange Totzeit nicht ausreicht, einen gewünschten Strommittelwert zu erreichen, eine inkrementelle Verkürzung der Totzeit durch Wahl eines zeitlich früheren Wiedereinschaltzeitpunkts vorzunehmen. Die Einschaltzeitdauer ist maximal, wenn zum Beispiel ein maximal erlaubter Spitzenstromwert Ipeak durch den Induktivitätsstrom II (Spulenstrom II) erreicht wird.

Eine inkrementelle Verlängerung des Wiedereinschaltzeitpunkts ist als eine zeitliche Verschiebung des Wiedereinschaltzeitpunkts zu einem um eine vorbestimmte Zeitdauer zeitlich später liegenden Zeitpunkt zu verstehen. Die vorbestimmte Zeitdauer (Inkrement) kann insbesondere eine oder mehrere Perioden der Resonanz Schwingung umfassen. Die Verringerung des Wiedereinschaltzeitpunkts ist entsprechend eine zeitliche Verschiebung des Wiedereinschaltzeitpunkts zu einem um ein vorbestimmte Zeitdauer zeitlich früher liegenden Zeitpunkt.

Die Steuerschaltung kann dazu ausgelegt sein, die Veränderung der Einschaltzeitdauer des Schalters indirekt durch Vorgabe einer Abschaltschwelle für den Strom durch den Schalter oder direkt durch Vorgabe der Einschaltzeitdauer vorzugeben.

Die Steuerschaltung kann dazu ausgelegt sein, bei einem Übergang vom kritischen Modus in den Modus mit lückendem Strombetrieb den Wert für die Einschaltzeitdauer des Schalters sprunghaft zu verlängern.

Die Konverterschaltung kann bspw. ein Boost-, Buck-, Buck/Boost- oder Flyback-Konverter sein.

Das Betriebsgerät einer bevorzugten Ausführung, umfasst die Steuerschaltung dafür ausgelegt, in dem lückenden Betrieb eine Veränderung des Wiedereinschaltzeitpunkts zu einem von einem aktuellen Wiedereinschaltzeitpunkt verschiedenen berechneten neuen Wiedereinschaltzeitpunkt nur dann auszuführen, wenn der neue Wiedereinschaltzeitpunkt des Schalters von dem aktuellen Wiedereinschaltzeitpunkt um eine Zeit größer als ein vorbestimmter Wert abweicht.

Damit wird ein unerwünschtes Springen des Wiedereinschaltzeitpunkts zwischen benachbarten Nulldurchgängen mit positivem Gradienten des Stroms durch das Energiespeicherelement während der Totzeit vermieden. Ein solches, unerwünschtes und möglicherweise mehrfach wiederholtes Springen (engl, toggle), insbesondere zwischen benachbarten Nulldurchgängen des Stroms, tritt vor Allem dann auf, wenn eine berechnete Dauer der Totzeit für die Einstellung eines geforderten mittleren Laststroms etwa mittig zu zwei benachbarten Nulldurchgängen mit positivem Gradienten des Stroms durch das Energiespeicherelement liegt. Dann tritt der Fall ein, dass je nach aktuell detektiertem Nulldurchgang ein Wiedereinschaltzeitpunkt von zwei benachbarten Nulldurchgängen des Stroms durch das Energiespeicherelement ausgewählt wird. Die Detektion eines Nulldurchgangs ist allerdings mit Ungenauigkeiten behaftet (engl.:„Jitter"). Der Wiedereinschaltzeitpunkt kann daher immer wieder wechseln, möglicherweise für jede Schalterperiode tperiode. Erfolgt eine Ermittlung eines Spitzenstroms Ipeak, der diesen zeitlichen Wechsel des Wiedereinschaltzeitpunkts für denselben geforderten mittleren Laststrom kompensieren könnte, in idealer Weise, so ist keine Abweichung des tatsächlichen mittleren Laststroms von dem geforderten mittleren Laststrom feststellbar.

In der Realität führt allerdings eine nichtideale Bestimmung des Spitzenstroms Ipeak in Verbindung mit einem häufigen Wechsel der Auswahl des nächstliegenden Nulldurchgangs zu dem berechneten Wiedereinschaltzeitpunkt als ausgewählter Wiedereinschaltzeitpunkt zu kurzfristigen Schwankungen in dem mittleren Laststrom. Diese kurzfristigen Schwankungen des mittleren Laststroms können beispielsweise als Flackern eines Leuchtmittels wahrnehmbar sein.

Wird der Spitzenstrom Ipeak über eine Abschaltschwelle eingestellt, so kann der Wiedereinschaltzeitpunkt von Periode zu Periode tperiode, also sehr schnell, verändert werden. Die Abschaltschwelle kann hingegen, da sie zum Beispiel von einem Digital/ Analog-Konverter erzeugt und einem Komparator zugeführt wird, nicht beliebig schnell verändert werden. Auch wenn die Abschaltschwelle so eingestellt werden kann, das der ideale Wert für Ipeak erreicht wird, können Schwankungen im mittleren Laststrom auftreten, da die Abschaltschwelle nicht gleich schnell variiert werden kann wie es für den Wiedereinschaltzeitpunkt der Fall ist.

Wird eine Veränderung des Wiedereinschaltzeitpunkts zu einem von einem aktuellen Wiedereinschaltzeitpunkt verschiedenen berechneten neuen Wiedereinschaltzeitpunkt nur dann ausgeführt, wenn der neue Wiedereinschaltzeitpunkt des Schalters von dem aktuellen Wiedereinschaltzeitpunkt um eine Zeit größer als ein vorbestimmter Wert abweicht, so wird über diese Hysterese ein häufiger kurzzeitiger Wechsel (engl.: toggle) des Wiedereinschaltzeitpunkts unterbunden. Eine Stabilität des mittleren Laststroms wird verbessert, womit zum Beispiel eine Lichtabgabe des Leuchtmittels nun flackerfrei erfolgen kann.

Bevorzugt ist der vorbestimmte Wert eine Zeitdauer, die länger als 50% einer Periodendauer einer Resonanzschwingung des Stroms durch das Energie speicherelement während einer Totzeit des getakteten Konverters ist. Insbesondere ist der vorbestimmte Wert eine Zeitdauer länger als 55 %, bevorzugt eine Zeitdauer länger als 62.5% der Periodendauer einer Resonanzschwingung des Stroms durch das Energiespeicherelement während einer Totzeit des getakteten Konverters. Andere Werte für den vorbestimmten Wert zwischen 0.5 und 1.0 sind ebenso möglich. Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft ein Verfahren zum dimmbaren Betrieb von Leuchtmitteln, insbesondere einer oder mehrere LED(s), unter Verwendung einer Steuerschaltung, die eine getaktete Konverterschaltung mit einem Energie speicherelement und wenigstens einem Schalter aufweist, der ausgehend von der Steuerschaltung angesteuert wird. Dabei wird die Konverterschaltung in zumindest einem Teilbereich des Gesamt-Dimmbereichs im Modus mit lückendem Strom betrieben. Im lückenden Betrieb wird der Wiedereinschaltzeitpunkt in diskreten Inkrementen in den Bereich eines steigenden Nulldurchgangs des Stroms durch das Speicherelement gelegt. Zur Einstellung eines Dimmwerts wird

eine zu dem einzustellenden Dimmwert vordefinierte Abschaltschwelle für den Strom durch den Schalter oder eine Einschaltzeitdauer des Schalters festgelegt,

ein steigender Nulldurchgang als tatsächlicher Wiedereinschaltzeitpunkt eingestellt, der demjenigen theoretischen, berechneten Wiedereinschaltzeitpunkt am nächsten kommt, der sich aus der Abschaltschwelle bzw. der Einschaltzeitdauer und dem einzustellenden Dimmwert ergibt, und

- die Abschaltschwelle oder die Einschaltzeitdauer abhängig von der Abweichung des tatsächlichen Wiederein schaltzeitpunkts von dem theoretischen Wiedereinschaltzeitpunkt, verändert.

Die vordefinierte Abschaltschwelle für den Strom durch den Schalter oder eine Einschaltzeitdauer des Schalters kann dabei nicht nur von dem einzustellenden Dimmwert, sondern von wenigstens einem weiteren Parameter abhängen, wie bspw. der Spannung über die Leuchtmittel.

Die Erfindung betrifft auch eine Steuerschaltung, bspw. ASIC oder Mikrokontroller, die für ein derartiges Verfahren ausgelegt ist. Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft eine Schaltung zur Erfassung des Nulldurchgangs des Stroms durch die Induktivität eines Buck- Konverters, insbesondere eines Buck-Konverters in einem Betriebsgerät der oben ausgeführten Art, aufweisend eine mit dem Potential an einem Verbindungspunkt der Diode des Buck-Konverters und eines Schalters des Buck-Konverters verbundene Diodenschaltung, die ein vorzugsweise digitales Erfassungssignal erzeugt, dessen vorzugsweise logischer Pegel sich bei einem Nulldurchgang des Stroms durch die Induktivität ändert.

Diese Schaltung kann aufweisen einen software-mäßig oder hardware-mäßig ausgebildeten Block, der verhindert, dass sich der Pegel des Erfassungssignals nach einem ersten Nulldurchgang bei weiteren Nulldurchgängen verändert.

Diese Schaltung kann aufweisen eine Steuerschaltung, vorzugsweise einen Mikrokontroller, der/dem das Erfassungssignal zugeführt ist.

Eine definierte Pegeländerung des Erfassungssignals kann ein Starten eines Zählers in dem Mikrokontroller auslösen. Das Erfassungssignal startet die Totzeit Tdead.

Ein weiterer Aspekt der Erfindung betrifft eine Schaltung zur Erfassung des unteren Umkehrpunkts des Stroms durch die Induktivität eines Buck-Konverters, aufweisend eine mit der Induktivität des Buck-Konverters magnetisch gekoppelte Hilfswicklung, die ein Signal erzeugt, das einen ein Detektionssignal erzeugenden Transistor schaltet, wenn der Strom durch die Induktivität seinen unteren Umkehrpunkt erreicht. Das Detektionssignal löst also eine Speicherung der Zählerstände der unteren Umkehrpunkte aus (zeitliche Position der „Valleys").

Ein noch weiterer Aspekt der Erfindung betrifft ein Betriebsgerät für Leuchtmittel, aufweisend einen mittels eines Schalters getakteten Wandler (getakteten Konverter), insbesondere Buck-Konverter,

aufweisend eine Steuerschaltung, die den Schalter nach Ablauf einer vorgegebenen Zeitdauer ton oder bei Erreichen einer Abschaltschwelle des ansteigende Schalterstrom wieder nichtleitend schaltet,

wobei der Steuerschaltung ein Rückführsignal zugeführt wird, das die Spannung über die vom Betriebsgerät versorgten Leuchtmittel wiedergibt, wobei die Steuerschaltung die eingestellte Zeitdauer ton oder die Abschaltschwelle abhängig von dem Rückführsignal korrigiert.

Grundlegend wird die Abschaltschwelle in Abhängigkeit von einem einzustellenden mittleren Ausgangsstrom IaVg_nom eingestellt. Insbesondere kann der eingestellte Spitzenstrom Ipeak aus einem adaptiv auf Basis des gewählten Wiedereinschaltzeitpunkts berechneten Teil, und einem korrigierenden Anteil, der zum Beispiel durch einen Regler (I- Regler) vorgegeben wird, bestehen, um den einzustellenden mittleren Ausgangsstrom Lvgjom zu erreichen.

Dabei wird vorzugsweise die Abschaltschwelle bei niedrigerer Spannung über die Leuchtmittel niedriger eingestellt als bei höherer Spannung über die Leuchtmittel.

Zusätzlich zu dem berechneten Spitzenstrom Ipeak, der durch einen durch den Regler ermittelten Anteil korrigiert ist, wird also ein Korrekturwert (weiterer Korrekturwert) berücksichtigt, der auf Grundlage der Spannung über die Leuchtmittel ermittelt wird. Dies gewährleistet, dass der eingestellte mittlere Ausgangsstrom wirklich erreicht wird, zum Beispiel unabhängig von einer Steilheit eines Stromanstiegs über die Induktivität. Somit verhindert der Korrekturwert, der die Spannung über die Leuchtmittel berücksichtigt, dass sich aufgrund gegebener Ausschaltstromverzögerungen bei gleicher Abschaltschwelle bei niedrigerer Ausgangsspannung höhere Spitzenströme ergeben als bei hoher Ausgangsspannung. Dies kommt daher, dass eine Steilheit eines Stromanstiegs durch den Schalter auch von einer Spannung über die Leuchtmittel abhängt.

Wird die Zeitdauer ton direkt vorgegeben, so kann diese unabhängig von einer Spannung über die Leuchtmittel eingestellt werden. Es kann dabei ein Wert für eine Ausschaltzeitverzögerung berücksichtigt, insbesondere abgezogen, werden.

Weitere Merkmale, Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden nunmehr anhand von Ausführungsbeispielen und den beiliegenden Figuren der Zeichnungen erläutert.

Fig. 1 zeigt eine schematische Ansicht eines bekannten Buck-Konverters zum

Betrieb einer LED-Strecke.

Fig. 2 zeigt einen Stromverlauf in Abhängigkeit von Schalterzustand und

Leitfähigkeit der Diode in einem derartigen Konverter nach Fig. 1.

Fig. 3 zeigt die Anwendung des sog. Valley Switching in einem ausgewählten

Dimmbereich.

Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild zur Ausführung der Erfindung.

Fig. 5 zeigt Signalverläufe bei der Ausführung der Erfindung.

Fig. 6 zeigt eine Implementierung der Erfindung mit zwei möglichen Zero-Cross

Erfassungsschaltungen.

Fig. 7 bis 10 zeigen Signal- und Stromverläufe sowie eine schematische Schaltung in Fig.

9 zur Kompensation der Ausschaltverzögerung bei der Peak-Strom- Erfassung in getakteten Wandlern.

Fig. 11 zeigt einen Zeitverlauf eines vorgegebenen mittleren Laststroms Lvgjom.

Fig. 12 zeigt, zugeordnet zu dem Zeitverlauf des vorgegebenen Laststroms nach

Fig. 11, berechnete Werte für eine Totzeit tdead_domund eingestellte Werte für die Totzeit tdead.

Fig. 13 zeigt, zugeordnet zu dem Zeitverlauf des vorgegebenen Laststroms nach

Fig . 11, berechnete Werte für eine Totzeit tdead_dom und eingestellte Werte für die Totzeit tdead nach einer weiter verbesserten Ausführung mit einer Hysterese.

Fig. 14 zeigt weitere Zeitverläufe des vorgegebenen mittleren Laststroms I; avg nom für vorgegebene Dimmverläufe.

Fig. 15 zeigt für die Zeitverläufe des vorgegebenen mittleren Laststroms nach Fig.

14 berechnete Werte für die Totzeit tdead_dom und eingestellte Werte für die Totzeit tdead mit einer Hysterese.

Fig. 16 berechnete Werte für die Totzeit tdead_dom und eingestellte Werte für die

Totzeit tdead mit einer Hysterese für zeitlich ansteigende und für zeitlich abfallenden Werte des vorgegebenen Laststroms in einem Ausschnitt.

In Fig. 1 ist schematisch ein an sich bekannter Buck-Konverter 1 zum Betrieb einer Leuchtmittelstrecke 6 als Beispiel für eine typische Last des Buck- Konverters 1 gezeigt.

Dabei wird ausgehend von einer DC-Busspannung, auch mit VBus bezeichnet, bei leitend Schalten eines Halbleiterschalters 5 (Schalter 5) eine Induktivität 4 aufgeladen, die sich bei dem ausgeschalteten Zustand des Schalters 5 über einen Kondensator CBUCK (oder alternativ direkt über eine Leuchtmittel-Last) entlädt.

Ausgehend von dem Kondensator CBUCK wird also eine DC-Betriebsspannung VLED für eine Leuchtmittelstrecke 6 bereitgestellt. Im eingeschalteten Zustand des Schalters 5 steigt die Spannung VLED durch Laden des Kondensators, während sie im ausgeschalteten Zustand des Schalters 5 absinkt. Somit kommt es zu einem variierenden Verlauf des Stroms ILED durch die Leuchtmittelstrecke 6, wobei das menschliche Auge bei entsprechender hochfrequenter Ansteuerung des Schalters 5 nur den zeitlichen Mittelwert wahrnimmt.

Der Schalter 5 wird durch eine Steuerschaltung 2 über einen Signaleingang (Steuereingang 3) angesteuert. Die Steuerschaltung kann ein ASIC oder bevorzugt ein Mikrokontroller sein.

Fig. 2 zeigt entsprechende Signal,- Spannungs- und Stromverläufe.

Das Signal HS ist der Pegel an dem Steuereingang 3 des Schalters 5. Während einer Zeitdauer ton ist dieser Schalter 5 leitend geschaltet, während er in den Zeitdauern und tdead nicht-leitend geschaltet ist.

In der Zeitdauer f ist die Diode 7 in Fig. 1 leitend.

Der unterste Kurven verlauf in Fig. 2 schließlich ist der Stromverlauf durch die Induktivität 4, der mit II bezeichnet ist. Während der Einschaltzeitdauer ton des Schalters 5 steigt dieser Strom an, während er in der Ausschaltzeitdauer f absinkt, bis er einen ersten (fallenden) Nulldurchgang vollzieht. Aufgrund von Resonanzeffekten kommt es dann zu einem Schwingungsverlauf während der Zeitdauer tdead. Ein Wiedereinschalten in dieser Stromlücke erfolgt erfindungsgemäß immer zu einem zeitlichen Bereich (Zeitpunkt), in dem der Strom II durch die Induktivität 4 einen ansteigenden Nulldurchgang vollzieht.

Die Einschaltzeitdauer ton kann von der Steuerschaltung 2 zeitgesteuert ausgegeben werden. Die Einschaltzeitdauer ton kann von der Steuerschaltung 2 vorgegeben werden, indem der Schalter 5 nicht-leitend geschaltet wird, sobald der ansteigende Schalterstrom eine vorgegebene obere Abschaltschwelle Ipeak erreicht.

Wie bereits eingangs erwähnt, führt ein Wiedereinschalten nur in diskreten Inkrementen zu den positiven Nulldurchgangsbereichen des Stroms dazu, dass im lückenden Betrieb, bzw. am Übergang vom kritischen Modus in den Modus mit lückendem Betrieb, Sprünge in der Lichtleistung auftreten können, da eben keine kontinuierliche Veränderung des Wiedereinschaltzeitpunkts erfolgen soll und somit die Speisung der Leuchtmittelstrecke 6 nicht kontinuierlich sein könnte.

Wenn beispielsweise im lückenden Betrieb die Leuchtmittelleistung verringert werden soll, muss sprunghaft ein zeitlich höherer Wiedereinschaltzeitpunkt für den Schalter 5 angesteuert werden. Gemäß der Erfindung wird nunmehr der somit drohende Leistungssprung dadurch ausgeregelt, dass bei festgehaltener Ausschaltzeitdauer eine ton-Zeitregelung aufrechterhalten wird. D.h., bei einer Wahl eines vom aktuellen Zustands abweichenden Inkrements der positiven Nulldurchgänge des Stroms II durch die Induktivität 4 wird gleichzeitig durch die Steuerschaltung 2 abgeschätzt, wie zum Beibehalten einer kontinuierlichen Leistungsverringerung die ton-Zeit zuerst sprunghaft auf einen neuen Arbeitspunkt verlängert werden muss (wie gesagt, entweder durch eine echte zeitliche Vorgabe oder durch Erhöhung der Abschaltschwelle bei einer Hystereseregelung), bevor dann um diesen abgeschätzten Arbeitszeitpunkt herum eine ton-Zeitregelung durchgeführt wird.

Im Gegensatz zum Stand der Technik wird also im lückenden Betrieb die Einschaltzeitdauer ton nicht festgehalten, sondern adaptiv gestaltet und eine ton-Zeit Regelung aufrechterhalten.

Dies hat regelungstechnisch darüber hinaus den Vorteil, dass durchgehend eine ton-Zeitregelung aufrechterhalten wird, also sowohl im lückenden Betrieb als auch im kritischen Modus beziehungsweise ggf. auch im kontinuierlichen Betriebsmodus.

Umgekehrt, wenn beispielsweise zum Ausführen eines Dimmens die Lichtleistung wieder erhöht werden soll, wird zuerst die Totzeit tdead durch einen Sprung der Nulldurchgang-Inkremente nach unten verringert, und gleichzeitig auch sprunghaft die ton-Zeit auf einen geschätzten Arbeitspunkt verringert, um Lichtleistungssprünge zu vermeiden, indem dann an diesem geschätzten Arbeitspunkt die Zeitregelung fortgeführt wird.

Wichtig ist dabei nochmals zu betonen, dass sich die Einschaltzeitdauer ton des Schalters 5 entweder direkt aus einer ton-Zeitregelung, aber auch indirekt, nämlich insbesondere durch Vorgabe einer Abschaltschwelle Ipeak für den Schalterstrom ergeben kann. Der neue Arbeitspunkt kann somit eine neue Einschaltzeitdauer oder eine neue Abschaltschwelle sein.

Ein Sprung des Totzeit-Inkrements, also des gewählten positiven Nulldurchgangs während der Zeit tdead, kann auch dann ausgelöst werden, wenn die WZeitregelung beziehungsweise die Abschaltschwellenregelung an einem oberen beziehungsweise unteren vorgegebenen Grenzwert für die ton-Zeit beziehungsweise die Abschaltschwelle Ipeak stößt.

Wenn beispielsweise bei Vorgabe eines neuen Dimmwerts entsprechend ein neuer zeitlicher Mittelwert für den LED-Strom angesteuert werden soll, ist der Ablauf wie folgt:

Nach Vorgabe einer Veränderung, insbesondere eines Sprunges für den Sollwert für den mittleren LED-Strom wird von der Steuerschaltung 2 zuerst berechnet, wie lange im lückenden Betrieb die Totzeit tdead sein müsste, um den zeitlich mittleren Strom bei einer gegebenen Abschaltschwelle Ipeak_nom zu erzielen. Diese berechnete Totzeit tdeadjom wird normalerweise nicht auf einen Nulldurchgang des Stromes mit positiven Gradienten fallen, so dass dann einerseits der nächstliegenden Nulldurchgang mit positiven Gradienten gewählt wird, gleichzeitig aber auch die Differenz zwischen der berechneten Totzeit tdeadjom und dem nächstliegenden Nulldurchgang bestimmt wird. Aufgrund dieser bekannten Differenz kann dann entsprechend der neue Arbeitspunkt der Abschaltschwelle Ipeak beziehungsweise der WZeitregelung entsprechend eingestellt werden, worauf dann die WZeitregelung an diesem Arbeitspunkt fortgeführt wird.

Alternativ kann die Steuerschaltung 2 für die Berechnung der neuen Abschaltschwelle tdead nicht die Differenz zwischen tdeadjom und dem ausgewählten tdead verwenden, sondern den Absolutwert des ausgewählten tdead aufgrund des ausgewählten Wiedereinschaltzeitpunkts verwenden.

Die gegebene Abschaltschwelle Ipeak_nom hängt auch von dem Sollwert des mittleren Ausgangsstroms Iavgjom (Durchschnittsstrom Lvgjom) ab. Mit dieser vorgegebenen Abschaltschwelle Ipeak_nom wird dann die Totzeit tdeadjom berechnet.

Um ein unnötiges Springen zwischen unterschiedlichen Nulldurchgängen („Valleys") zu verhindern, die gegebenenfalls als Sprung in der Leuchtmittel-Leistung sichtbar sein können, wird immer bei Vorgabe eines neuen Durchschnittsstroms Lvgjom der vorher liegende Wert des Nulldurchgangs berücksichtigt, um ein Springen zwischen zwei unterschiedlichen Nulldurchgängen mit positiven Gradienten durch eine Art Hysterese-Regelung zu verhindern.

Es wird somit bei Vorgabe eines neuen Durchschnittswerts für den Strom Lvgjom durch Berechnung oder durch Abgleich über eine Tabelle, etc., zuerst eine neue Abschaltschwelle Ipeak definiert, worauf folgend dann die Totzeit tdeadjom im lückenden Betrieb berechnet wird.

Die Umsetzung eines einzustellenden Durchschnittsstromwerts Lvgjom auf eine Abschaltschwelle Ipeak oder ton-Zeit kann multidimensional sein, derart, dass die Wahl der Abschaltschwelle Ipeak (oder der direkten ton-Zeit Vorgabe) unter Berücksichtigung weiterer Parameter erfolgt (über den einzustellenden Durchschnittsstromwert hinaus). Diese weiteren Parameter können beispielsweise sein: Die LED-Spannung VLED, da diese einen Einfluss darauf hat, wie sensitiv der Durchschnittswert IaVg des Stroms auf die Veränderung der Abschaltschwelle Ipeak oder der ton-Zeit reagiert.

Ein weiterer Gesichtspunkt der Erfindung ist es, dass die Festlegung der Abschaltschwelle Ipeak oder der ton-Zeit abhängig von dem zu erzielenden Dimmwert (ausgedrückt durch den Durchschnittsstrom Lvgjom) die Frequenz des Auftretens der Einschaltvorgänge festlegt. Vorzugsweise wird nunmehr bei einem Dimmsprung (also Sprung des Durchschnittswerts des Stroms ILED entsprechend Iavgjom) die Abschaltschwelle Ipeak so gelegt, dass sich möglichst eine konstante Frequenz des Auftretens der Einschaltvorgänge ergibt, also möglichst die Totzeit tdead konstant gehalten wird.

Indessen ist es möglich, dass für unterschiedliche Dimmbereiche unterschiedliche Vorgaben für die einzustellende Schaltfrequenz festgelegt sind, so dass also in unterschiedlichen Dimmbereichen (also unterschiedliche Bereiche des Stroms ILED) die konstant zu haltende Frequenz des Auftretens der Einschaltvorgänge des Schalters 5 unterschiedlich vorgegeben sein kann.

In Fig. 3 ist zu sehen, dass das erfindungsgemäße„Valley Switching", also das inkrementelle Springen zwischen unterschiedlichen Inkrementen an positiven Nulldurchgängen des Stroms durch das Energiespeicherelement (Induktivität 4) bevorzugt nur in einem oberen Dimmbereich, anschließend an 100% Nominalleistung der Leuchtmittelstrecke 6 ausgeführt wird.

Bei einem Herabdimmen von beispielsweise unterhalb von 10% Dimmlevel wird die Totzeit tdead im lückenden Betrieb derart groß, dass das abklingende Nachschwingen des Stroms II durch die Induktivität 4 nicht mehr vorhanden ist bzw. keine Rolle mehr spielt. Somit kommt es zu einer Übergangszone, in der unterhalb des Dimmbereichs für den Valley Switching-Betrieb die Wiedereinschaltzeitdauer ton des Schalters 5 kontinuierlich verstellt werden kann. Ebenso kann die Totzeit tdead kontinuierlich für eine Veränderung des mittleren Ausgangsstroms IaVg verändert werden.

Ist die Totzeit tdead sehr groß, so wird die Schalfrequenz des Schalters 5 entsprechend niedrig. Verluste aufgrund der Schaltvorgänge sind entsprechend niedrig. Bei geringem Dimmlevel kann daher die Totzeit tdead auch entsprechend kontinuierlich verändert werden.

Dieses kontinuierliche Erhöhen der Totzeit tdead im lückenden Betrieb stößt indessen bei der weiteren Verringerung des Dimmpegels beispielsweise unterhalb von 1% Nominalleistung auf Grenzen, da eine sehr lange Totzeit tdead ggf. zu optisch sichtbaren Effekten führen kann. Daher ist eine maximale Totzeit tdeadmax vorgesehen. Wenn diese erreicht wird, wird die Totzeit tdead auf der maximalen Totzeit tdeadmax festgehalten und eine weitere Verringerung der Leuchtmittelleistung kann dann beispielsweise nur durch andere Effekte, wie beispielsweise eine Amplituden-Verringerung, erzielt werden.

Fig. 4 zeigt eine schematische Blockdarstellung zur Ausführung der Erfindung.

Ein Block A bezeichnet dabei einen Berechnungsblock zur Berechnung der nominalen Totzeit tdead nom und der nominalen Abschaltschwelle Ipeak_nom.

Dabei wird für diese Berechnung berücksichtigt:

- der vorgegebene Sollwert IaVg_nom für den LED-Strom ILED,

- der Wert der DC- Versorgungsspannung Vbus für den getakteten Konverter 1 sowie

- die Leuchtmittelspannung VLED.

Aus diesen Eingangswerten, sowie einem Wert der Induktivität LBUCK berechnet der Block A in Fig. 4 anhand einer Funktion oder einer Abgleichstabelle die nominalen Werte für die Totzeit tdead nom sowie die Abschaltschwelle Ipeak_nom (oder die Einschaltzeitdauer ton_nom).

Der Block B dient dann zur Umsetzung der Totzeitregelung ausgehend von diesen berechneten Nominalwerten.

In einem ersten Block„select nearest neighbour" wird dasjenige„valley" (also der positive Nulldurchgang) gewählt, der der nominalen Totzeit tdead nom an nächsten kommt.

In diesem Block B ist vorab abgelegt die zeitliche Lage der„Valleys", was in Fig. 4 mit„valley array" bezeichnet ist.

Das„valley", dass der tdeadjom am nächsten kommt, wird als einzustellendes„valley" genommen und entsprechend wird die Totzeit mit dem Wert„new Tdead" eingestellt.

Alle Berechnungen im Block A sind außerhalb der eigentlichen Regelschleife und sind somit zeitunkritisch. Sie können somit leicht durch einen Mikrokontroller bewältigt werden.

Im Block B ist die eigentliche Stromregelung„current regulator" vorgesehen, der der Sollwert Iavg_nom sowie der aktuell gemessene Istwert für den LED-Strom IMEAS zugeführt wird.

Weiterhin ist eine Totzeit-Kompensationseinheit vorgesehen „tdead compensator", die als Eingangsinformation das ausgewählte Valley von dem Block„select nearest neighbour,, sowie den zeitlichen Mittelwert des Stroms durch die LED-Strecke Lvgjom erhält.

Um nunmehr die Abweichung und somit einen Sprung in der Leuchtmittelleistung zu verhindern, der durch die Abweichung des Valleys von der berechneten Nominaltotzeit tdead_nom entsteht, wird die Ausgangsgröße der Stromregelung „current regulator" durch den Totzeit-Kompensator „tdeadcompensator", zur Verschiebung des Arbeitspunkts verändert, so dass sich daraus eine neue Abschaltschwelle für den Schalterstrom„new Ipeak" ergibt.

Diese Abläufe sollen nochmals anhand der Signalverläufe von Fig. 5 gezeigt werden.

Dabei wird das Szenario vorausgesetzt, dass zu einem Zeitpunkt tl ein Sprung in der Sollwert-Vorgabe i nom für den zeitlichen Mittelwert des Stromes IaVg_nom eingeht. Nach Eingang eines derartigen Sollwert-Sprungs schließt sich eine Berechnungsphase an, die benötigt wird, um die Berechnung durchzuführen, die in Fig. 4 dargestellt wird.

Wie in Fig. 5 zu sehen ist, erfolgt die Berechnung der für die Einstellung des neuen Sollwerts In0m notwendigen nominalen Totzeit tdeadnom. Tatsächlich wird indessen das nächstliegende Valley „nearest neighbor" zu der nominalen Totzeit tdeadjom eingestellt.

Durch diese Abweichung der nominalen Totzeit tdead nom von der zeitlichen Lage des nächsten Valleys ergibt sich ein Kompensationswert ipk_comP, der von dem Block„tdead compensator" in Fig. 4 unmittelbar zur sprunghaften Veränderung des Arbeitspunkts der Stromregelung verwendet wird. Durch diese sprunghafte Verstellung des Arbeitspunkts werden also tatsächlich die Sprünge in der Leuchtmittelleistung verhindert, da anderseits der Stromregler zwar auch diesen Regelfehler (Abweichung der tatsächlichen Totzeit tdead von der nominalen Totzeit tdead nom) ausregeln würde, die zeitliche Dauer des Ausregeins indessen zu optisch sichtbaren Effekten führen könnte.

ZX-Erfassungsschaltungen :

Mit Bezug auf Fig. 6 wird nunmehr eine Anwendung der Erfindung auf den Buck- Konverter 1 beschrieben. Dabei werden zwei mögliche Zero-Cross Erfassungsschaltungen 8, 9 erläutert, die alternativ oder gleichzeitig in einem Konverter 1 vorliegen können.

In Figur 6 ist ein Buck- Konverter 1 gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt, dessen Leistungspfad aufweist einen Buck-Schalter Ml, eine Buck-Diode Dl, einen von dem Konverter gespeisten Ausgangsfilter-Kondensator Cl, der ein beliebiges Tiefpassfilter sein kann, sowie die Buck- Induktivität Ll-A sowie einen Messwiderstand (Shunt) Rl zur Messung des Buck-Stroms.

Diodenbasierte Schaltung 8:

Die Schaltung in Figur 6 weist einerseits eine erste Erfassungsschaltung 8 und eine zweite Erfassungsschaltung 9 auf, die alternativ oder gleichzeitig vorliegen können, und die jeweils ausgebildet sind, ein Signal zu erzeugen, das den Zeitpunkt wiedergibt, zu dem der Induktivitäts ström II durch die Buck-Induktivität Ll-A die Nulllinie kreuzt, was im Englischen als ,zero crossing ZX' bezeichnet wird.

Zuerst soll erläutert werden, die erste Erfassungsschaltung 8 für das ZX-Ereignis. Diese Schaltung weist auf zwei Dioden D20, D21, zwei ohmsche Widerstände R20, R21 sowie eine Zenerdiode Z20.

Diese Schaltung wird verwendet, um ein Signal zu erzeugen, das den Beginn der Totzeit tdead detektiert, also den ersten Abfall des Induktivitätsstroms II auf Null. Während der Ausschaltzeitdauer des Schalters Ml sinkt der Strom II von einem Maximalwert Ιρκ auf Null. Während diesem Absinken ist die Spannung am Mittelpunkt (gemessen von der Kathode der Diode Dl gegen Masse-Potential) auf dem logischen Pegel„low". Das bedeutet, dass das Signal

ZCD_l_filtered, das beispielsweise einem Pin eines Mikrocontrollers oder ASIC zugeführt werden kann, während dieser Zeit auch auf„low" gezogen ist, da die Diode D20 leitend ist.

Wenn der Strom II den ersten Nulldurchgang vollzogen hat, wird der Stromfluss negativ, d.h. die Stromrichtung durch die Induktivität Ll-A dreht sich um und die Spannung am Mittelpunkt steigt an. Das bedeutet, dass die Diode D20 sperrt und somit das Signal ZCD_l_filtered auf das Potential logisch„high" gezogen wird, nämlich durch die zugeführte Niedervolt- Versorgungsspannung VDD und die Widerstände R20, R21. Diese steigende Flanke (von low auf high) des Signals ZCD_l_filtered startet dann in der Steuerschaltung (beispielsweise einen Mikrokontroller) einen Zähler für die Totzeit tdead. Dieser Zähler läuft, bis die gewünschte eingestellte Totzeit abgelaufen ist und dann die Steuerschaltung 2 über das Signal an den Steuereingang 3 wieder den Schalter Ml ein (leitend) schaltet.

Bei der in Figur 6 dargestellten Implementierung gibt die Steuerschaltung 2 während des Laufens des Zählers für die Totzeit ein Signal ZCD_Filter_l_out auf einem logisch hohen Pegel (high) aus, welches wiederum über die Diode D21 das Signal ZCD l filtered auf„high" zieht. Dies hat den Vorteil, dass dadurch ein erneutes Starten des Totzeit-Zählers vermieden wird, d.h. ein Neustarten bei weiteren steigenden Flanken des Signals ZCD_l_filtered werden damit verhindert bzw. ausgeblendet.

Es ist indessen auch möglich, dieses Ausblenden von weiteren steigenden Flanken (jedes Mal bei Stromrichtungsumkehr) beispielsweise per Software-Lösung in einem Mikrokontroller zu erreichen, so dass dann die Ausgabe des Signals ZCD_Filter_l_out und die Diode D21 nicht notwendig wären.

Erfassungsschaltung 9 mit Hilfswicklung und Transistor:

Es soll nunmehr die zweite Erfassungsschaltung 9 für das ZX-Ereignis erläutert werden.

Diese Schaltung wird verwendet, um mögliche Wiedereinschaltzeitpunkte für den Schalter Ml zu bestimmen (für den Fall, dass als die Wiedereinschaltzeitpunkte nicht vorab aufgrund der bekannten Bauteildimensionierungen abgelegt bzw. berechnet sind).

Bekanntlich werden geringe minimale Schaltverluste erreicht, wenn die Spannung über den Schalter Ml bei seinem Einschalten gering und möglichst ein Minimum ist, was bedeutet, dass die Mittelpunktspannung (Kathode der Diode Dl) zu diesem Bereich ein Maximum aufweist. Es geht also darum, dass diejenigen Zeitpunkte (Zählwerte des Totzeit-Zählers) ermittelt werden, bei denen die Mittelpunktspannung möglichst hoch ist.

Der Zusammenhang zwischen Spannung über einer Induktivität und Strom durch die Induktivität ist bekanntlich gegeben durch:

uL(t) = L *—

Dies bedeutet, dass die Spannung über der Induktivität Ll-A positiv ist, wenn die Steigung des Stroms II positiv ist, und die Spannung negativ ist, wenn die Steigung des Stroms negativ ist. Aufgrund der 90° Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung an einer Induktivität tritt ein Spannungs-Maximum beim positiv gehenden Nulldurchgang des Stromes auf, oder ein Spannungs-Minimum beim negativ gehenden Nulldurchgang des Stromes. Eine Umkehrung der Spannung erfolgt jeweils beim Maximum und Minimum des Stromes durch die Induktivität.

Um minimale Schaltverluste zu erzielen, soll also somit der Schalter Ml beim positiv gehenden Nulldurchgang des Stromes II wieder eingeschaltet werden. Eine Umkehrung der Spannung über die Induktivität Ll-A erfolgt bei einem Strom- Minimum vor diesem Null-Durchgang mit positivem Gradienten. Diese Umkehrung der Spannung über der Induktivität wird gemäß der Erfindung verwendet, um die optimalen Wiedereinschaltzeitpunkte zu detektieren. Genauer gesagt liegt der detektierte Zeitpunkt bei diesem Ansatz gemäß der Erfindung um eine halbe Halbwelle der Schwingung des Induktivitätsstroms II nach seinem ersten Nulldurchgang vor dem optimalen Zeitpunkt für das Wiedereinschalten.

Indessen liegen bei realen Schaltungen Einschaltverzögerungen zwischen der Ausgabe eines Signals und dem tatsächlichen Wiedereinschalten des Schalters Ml vor, so dass bei einem Auslösen des Einschaltvorgangs in den Schalter Ml bei dem Strom-Minimum zeitlich vor dem positiv gehenden Nulldurchgang in der Praxis dann das tatsächliche Einschalten des Schalters Ml etwa auf den optimalen Zeitpunkt, also dem zeitlichen Bereich des positiv gehenden Nulldurchgangs des Induktivitätsstroms II fällt.

Gemäß der Erfindung ist wie ersichtlich eine Hilfswicklung Ll-B vorgesehen, die mit der eigentlichen Induktivität Ll-A im Leistungspfad des Konverters gekoppelt ist. Wenn die Spannung über LI positiv ist, sperrt die Diode D30 und der Schalter Q30 ist eingeschaltet. Das Signal ZCD_1 das einem Pin einer Steuereinheit, insbesondere der Steuerschaltung 2, zugeführt werden kann, ist somit logisch niedrig (low). Wenn die Spannung über LI negativ ist, leitet die Diode D30 und der Schalter Q30 ist ausgeschaltet. Somit wird das Signal ZCD_1 über den Widerstand R30 auf das Potential logisch hoch (high) gezogen, was dem Potential einer zugeführten Niedervolt-Spannungsversorgung VDD entspricht.

Das bedeutet, dass die fallenden Flanken des Signals ZCD_1 die Zeitpunkte wiedergibt, bei denen sich die Spannung über der Induktivität von negativ nach positiv verändert, was bedeutet, dass der Strom II ein Minimum aufweist, auf das dann mit einer gewissen zeitlichen Verzögerung ein positiver Nulldurchgang des Induktivitäts-Stroms erfolgt. Bei jeder dieser fallenden Flanken des Signals ZCD_1 wird der aktuelle Zähler- Wert des Totzeit-Zählers in einem Speicher„Valley-Array" abgelegt.

Der Regel-Algorithmus der die Soll-Totzeit berechnet, wählt nun einen der Werte in diesem abgelegten Valley-Array aus. Der Regelalgorithmus (Block B) sucht sich dann, basierend auf tdead nom, das Valley aus welches am nächsten zu tdead nom liegt. Dieses tdead_vaiiey wird dann eingestellt („New Tdead" in Fig. 4)

Typischerweise wird die berechnete Totzeit von den verfügbaren Valley- Werten abweichen, sodass eine neue Abschaltschwelle Ipeak_comp für den Peak-Strom berechnet wird (oder eine neue ton-Zeit berechnet wird), um mit der ausgewählten Totzeit tdead_vaiiey den gewünschten durchschnittlichen Strom Lvgjom zu erreichen.

In der dargestellten Implementierung sind Messpfade vorgesehen, die wie folgt definiert werden können:

R40, R41 und C40: Diese dienen zur LED-Spannungsmessung.

R50, C50: Diese dienen zur Mittelwertbildung der Messspannung an dem Messwiderstand Rl, um somit den Durchschnittsstrom zu ermitteln, der dann über einen AD-Wandler der Steuerschaltung zugeführt werden kann.

R51: Dieses Signal wird mittels eines Komparators mit einem eingestellten Schwellwert verglichen. Wenn der Schwellenwert erreicht wird, wird der Schalter Ml abgeschaltet. Dies ist also eine mögliche Implementierung für eine Schwellenwertabschaltung.

Kompensation der Ausschaltverzögerung bei der Peak-Strom Erfassung in getakteten Wandlern

Wie bereits oben beschrieben, gibt es bei getakteten Konvertern (getakteten Wandlern) mit primärseitig angesteuertem Schalter 5 den Ansatz, dass der Schalter nicht-leitend geschaltet wird, wenn der Strom durch den eingeschalteten Schalter 5 auf einen vorgegebenen Ausschaltwert Ipeak (Peak-Strom, Spitzenstrom) angestiegen ist.

Dabei besteht das Problem, dass aufgrund von Bauteil-inhärenten Ausschaltverzögerungen eine Verzögerung zwischen dem tatsächlichen Erreichen des Peak-Strom- Werts Ipeak und dem Zeitpunkt des Ausschaltens entsteht.

Diese Ausschaltverzögerungen werden verursacht beispielsweise durch einen sogenannten Propagation-Delay des Komparators und des Gate-Treibers, sowie endliche Flankensteilheiten und parasitäre Kapazitäten. Der tatsächlich fließende Peak-Strom und der somit sich ergebende zeitliche Mittelwert ist somit verfälscht, wobei diese Abweichung abhängt von der Steilheit des Stroms dl/dt.

Typische Ausschaltverzögerungen können beispielsweise im Bereich von mehreren 100 Nanosekunden liegen, was bei einem steilen Stromanstieg dl/dt des Schalterstroms beispielsweise dazu führen kann, das statt einem gewünschten Ausschaltwert von 1 Ampere tatsächlich der Peak-Strom bei 1,2 Ampere abgeschaltet wird.

Der vorliegende Aspekt der Erfindung beschäftigt sich nunmehr mit diesem Problem. Dieser Aspekt der Erfindung kann mit den zuvor in der vorliegenden Beschreibung genannten Aspekten kombiniert werden, aber natürlich unabhängig davon bei jeglichen anderen primärseitig aktiv getakteten Wandlern, beispielswiese Buck- Konvertern 1, Anwendung finden.

Die Steilheit des Stromanstiegs durch den primärseitigen Schalter 5 hängt unter anderem von der Spannung VLED über die Last, beispielsweise eine LED-Last ab. Bei niedrigen LED-Spannungen VLED ist der Stromanstieg sehr steil, was zu einem großen Überschießen (engl,„overshoot") des Peak-Stroms führt. Umgekehrt führt eine hohe LED-Spannung VLED ZU einem weniger steilen Anstieg des Stroms bei eingeschaltetem primärseitigen Schalter des getakteten Konverters, was wiederum zu einem geringeren Überschießen („overshoot") des Peak-Stroms führt.

Gemäß der Erfindung wird nunmehr der Abschalt-Schwellenwert abhängig von der erfassten ausgangsseitigen Spannung, insbesondere einer gemessenen LED-Spannung eingestellt. Dabei wird bei hoher erfasster LED-Spannung VLED der Schwellenwert Ipeak verhältnismäßig wenig verringert (beispielsweise von 1 Ampere auf 0,95 Ampere), während er bei niedriger erfasster LED-Spannung VLED wesentlich stärker verringert wird, beispielsweise von einem Nennwert von 1 Ampere auf 0,9 Ampere, so dass sich dann tatsächlich aufgrund der Ausschaltverzögerungen in beiden Fällen der gewünschte Peak-Strom von 1 Ampere ergibt.

Die Anforderungen an die Genauigkeit des Einhaltens des Peak-Stroms sind besonders groß, wenn der Peak-Strom beispielsweise wie oben geschildert, berechnet wird. Wie in der vorliegenden Beschreibung weiter oben erläutert wird, gibt es den Ansatz, dass passend zu einer stufenweise (inkrementell) einstellbaren Totzeit tdead ein nötiger Peak-Strom Ipeak_comP berechnet und sprunghaft eingestellt wird, um einen gewünschten Strom-Mittelwert IaVg zu erreichen. Jede Abweichung im realen Peak-Strom vom berechneten, gewünschten Wert Ipeak_comP führt zu einem Fehler im Mittelwert IaVg. Daher ist es von Bedeutung, dass der real im Wandler sich einstellende Peak-Strom mit dem berechneten (gewünschten) Peak-Strom Ipeak_comP übereinstimmt.

Bei derartiger Vorausberechnung eines nötigen Peak-Stroms bei sprunghaft veränderter Totzeit tdead (im diskontinuierlichem Modus des Wandlers) ist eine Kompensation der realen Ausschaltverzögerung besonders wichtig.

Fig. 7 zeigt, wie sich bei zwei unterschiedlichen Arbeitspunkten (Steigung des Stroms durch die Buck- Induktivität bei leitendem Schalter 5) real ein unterschiedlicher Peak-Strom einstellen kann. Wie in Figur 7 ersichtlich, kann bei einem Abschaltschwellenwert von 1A je nach Arbeitspunkt sich beispielsweise ein realer Peak-Strom von 1,2A oder 1,1A einstellen, auch wenn die Ausschaltverzögerung (die ja bauteilbedingt ist) konstant ist.

Gemäß der Erfindung werden nunmehr die Schwellenwerte je nach Arbeitspunkt variiert, um die Ausschaltverzögerung zu kompensieren.

Dies ist in Fig. 8 gezeigt.

In einem ersten Fall ist der Abschaltschwellenwert auf 0,9A und im zweiten Fall auf 0,8A gesetzt. Aufgrund der Ausschaltverzögerung ergibt sich dann bei beiden Szenarien (mit unterschiedlicher Steigung des Stroms durch die Induktivität 4) jeweils der gewünschte (beispielsweise vorausberechnete) Peak-Strom von 1A und die Ausschaltverzögerung ist somit diesbezüglich kompensiert.

In Fig. 9 ist eine mögliche Implementierung dieser Kompensation dieser Ausschaltverzögerung gezeigt.

Es wird ein beispielsweise berechneter Peak-Strom Ipeak_comP vorgegeben, der beispielsweise aus einem gewünschten Dimmwert (Strom-Mittelwert) und einer gewählten Totzeit berechnet ist, wobei dieser berechnete Peak-Strom Ipeak_comP durch das Ausgangssignal eines Reglers, beispielsweise eines Integral-Reglers, deltalpk leicht korrigiert wird. Die Summe beider Pfade ergibt dann einen gewünschten Peak-Strom von beispielsweise 1A. Je nach Arbeitspunkt wird nunmehr ein Korrekturwert Ipk_overshoot von diesem berechneten gewünschten Zielwert abgezogen. Bei kleinen LED-Spannungen mit steilem Stromanstieg (großes dl/dt) wird mit einem verhältnismäßig hohem Wert korrigiert (beispielsweise kann der Wert Ipk_overshoot 0,2A betragen).

Bei hohen LED-Spannungen VLED mit flachem Stromanstieg (niedriges dl/dt) wird entsprechend weniger stark korrigiert (dann kann beispielsweise der Wert von Ipk_overshoot 0,1A betragen).

Nach Abzug dieses Korrektur- bzw. Kompensationsfaktors Ipk_overshoot, wird der digitale Peak-Strom-Wert in einem DA-Wandler DAC in einen analogen Schwellenwert umgesetzt. Mittels einer optionalen Pegelanpassung und Filterung (mittels der Widerstände Rl, R2 und dem Kondensator Cl in Fig. 9) wird der Schwellenwert zu einem Komparator geführt, der den Schwellenwert mit dem tatsächlichen Spannungsabfall beispielsweise an einem Shunt (Messwiderstand) vergleicht, wobei der Spannungsabfall an dem Shunt den Strom durch die Buck-Induktivität wiedergibt. Wenn der gemessene Strom (bzw. die dabei abfallende Spannung) den Schwellwert erreicht, bzw. überschreitet, schaltet der Komparator seinen Ausgang, was zu einem Abschalten des Buck-Schalters 5 führt.

Erfindungsgemäß wird der Faktor„Ipeak_overshoot" in Abhängigkeit der gemessenen LED-Spannung VLED bestimmt, beispielsweise gemäß einer analytischen Funktion oder einer abgelegten Tabelle, die die Funktion beispielsweise gemäß Fig. 10 wiedergibt. Indessen können auch andere Möglichkeiten verwendet werden, um eine Information bezüglich der Steilheit des Stromanstiegs durch den Schalter 5 zu bestimmen. Infrage kommen dabei die Verwendung von wenigstens einem von dem Wert der Induktivität 4, der Eingangsspannung Vbus oder der Ausgangsspannung VLED sowie beliebige Kombinationen davon.

Der Zusammenhang zwischen dem Korrekturwert Ipeak_overshoot und dem gewählten Parameter ist bei einem Beispiel von Fig. 10 linear (lineare Abhängigkeit der Spannung über der LED Strecke VLED). Indessen kann diese Abhängigkeit auch nicht linear sein.

Es ist auch möglich, dass der Korrekturfaktor Ipeak_overshoot kontinuierlich oder in regelmäßigen Abständen berechnet wird. Während der Ausschaltverzögerung tdoff steigt der Buck-Strom um einen Wert Ipkov an, sodass bei konstanter Ausschaltverzögerung daher zu jeder Zeit der zu korrigierende Overshoot-Wert Ipk_ov berechnet werden kann, nach folgender Formel:


doff

Dabei bezeichnet L den Wert der Induktivität 4 des getakteten Konverters 1.

Falls die Bestimmung der Einschaltzeitdauer nicht indirekt über einen Komparator-Schwellenwert passiert, sondern direkt durch die Vorgabe der Einschaltzeitdauer ton, kann natürlich ganz einfach die Einschaltzeitdauer ton um die Ausschaltverzögerung tdoff verringert werden, um den negativen Effekt der Ausschaltverzögerung tdoff zu kompensieren.

Fig. 11 zeigt einen Zeitverlauf eines vorgegebenen Laststroms IaVg_nom. Auf der Abszisse ist die Zeit t für einen Zeitausschnitt eines Dimmvorgangs einer Leuchtmittelstrecke 6, zum Beispiel eines langsamen Dimmens über 4 Sekunden für einen Übergang von einem Dimmniveau (Dimmwert) 100 % auf ein Dimmniveau von 1% Prozent aufgetragen. In Fig. 11 ist lediglich ein Ausschnitt des Dimmvorgangs zeichnerisch dargestellt. Für den vollständigen Dimmvorgang ist der erreichte Wert auf der y-Achse zu Abschluss des Dimmvorgangs auf exakt 1 % des Anfangswerts gefallen.

In Richtung der Ordinate ist in Fig. 11 der Zieldimmwert in Form eines nominalen mittleren Laststroms Lvgjom aufgetragen. Der Dimmvorgang für das Leuchtmittelstrecke 6 wird durch einen gewünschten abfallenden Verlauf 10 des nominalen mittleren Laststroms Lvgjom gekennzeichnet, den der getaktete Konverter 1 an seinem Ausgang als einem dem Nominalwert Lvgjom möglichst entsprechenden Istwert des mittlerer Laststroms Lvg bereitstellt.

Fig. 12 zeigt zugeordnet zu dem zeitlichen Verlauf 10 des vorgegebenen Laststroms IaVg_nom nach Fig. 11, berechnete Werte für die Totzeit tdead_domund eingestellte Werte für die Totzeit tdead. Auf der Abszisse der Fig. 12 ist die Zeit t für den Zeitausschnitt des Dimmvorgangs nach Fig. 11 aufgetragen.

Die berechnete Totzeit tdeadjom zeigt einen gegenläufig zu dem abfallenden Verlauf 10 des nominalen mittleren Laststroms Iavgjom ansteigenden Verlauf 11. Der getaktete Konverter 1 erzeugt den sinkenden Laststrom IaVg mit einer Vergrößerung der berechneten Totzeit tdeadjom. Da ein Wiedereinschalten des Schalters 5 lediglich zu diskret beabstandeten Zeitpunkten erfolgen soll, erfolgt eine Vergrößerung der tatsächlich eingestellten Totzeit tdead lediglich in diskreten Schritten. Dies führt zu dem in Fig. 12 dargestellten stufenförmig ansteigenden Verlauf 12 der Totzeit tdead über die Zeit t für den Zeitausschnitt des Dimmvorgangs der Leuchtmittelstrecke 6 in Fig. 11.

Es ist in Fig. 12 zu erkennen, dass stets der, der berechneten (nominalen) Totzeit tdeadjom nächstliegende Nulldurchgang des Induktivitäts Stroms II ausgewählt wird, und damit den aktuellen Wert für tdead bestimmt. Fig. 12 zeigt für alle Übergänge von einem niedrigeren Wert der Totzeit tdead zu einem nächsthöheren Wert der Totzeit tdead, dass die Schwelle bei 50% einer Periode des Schwingungsvorgangs des getakteten Konverters 1 liegt. Zeitlich entspricht dies genau der Hälfte des Abstands zweier„Täler", also zweier negativer Halbwellen des Induktivitätsstroms II oder einer halben Periodendauer der Resonanzschwingung.

Fig. 12 zeigt darüber hinaus, dass bei drei Übergängen 12.1 der insgesamt vier dargestellten Übergänge des Verlaufs 12 der Totzeit tdead zu einem nächsthöheren Wert der Totzeit tdead ein

kurzeitiger Wechsel (engl.: toggle) zwischen zwei benachbarten Nulldurchgängen mit positivem Gradienten stattfindet.

Dieser kurzeitige Wechsel zwischen benachbarten diskreten Wiedereinschaltzeitpunkten beruht auf einer nichtidealen Bestimmung des Spitzenstroms Ipeak in Verbindung mit einem häufigen Wechsel des zu dem berechneten Wiedereinschaltzeitpunkt nächstliegenden positiven Nulldurchgangs des Induktivitäts Stroms II. Auch unterliegt die Detektion der Valleys Schwankungen. Die detektierten möglichen Wiedereinschaltzeitpunkte schwanken. Damit kommt es zu kurzfristigen Schwankungen in dem mittleren Laststrom Lvg und damit ILED, die beispielsweise als Flackern der Lichtabgabe der Leuchtmittelstrecke 6 wahrnehmbar sein können.

Wird eine Veränderung des Wiedereinschaltzeitpunkts zu einem von einem aktuellen Wiedereinschaltzeitpunkt verschiedenen berechneten neuen Wiedereinschaltzeitpunkt nur dann ausgeführt, wenn der neue Wiedereinschaltzeitpunkt des Schalters von dem aktuellen Wiedereinschaltzeitpunkt um eine Zeit größer als ein vorbestimmter Wert, insbesondere größer als 50 % der Periodendauer der Resonanzschwingung abweicht, so wird über diese Hysterese ein häufiger kurzzeitiger Wechsel des Wiedereinschaltzeitpunkts unterbunden. Eine Stabilität des mittleren Laststroms wird verbessert, womit zum Beispiel eine Lichtabgabe des Leuchtmittels flackerfrei erfolgen kann.

Dies ist Fig. 13 zu entnehmen. Fig. 13 zeigt, zugeordnet zu dem Zeitverlauf des vorgegebenen Laststroms Lvgjom nach Fig. 11, berechnete Werte für eine Totzeit tdead_domund eingestellte Werte für die Totzeit tdead nach einer weiter verbesserten Ausführung mit einer Hysterese.

Der vorbestimmte Wert ist in dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 13 zu 10/16 bzw. 62.5 % gewählt. Das bedeutet, dass für den Dimmvorgang in Richtung auf eine geringere Lichtabgabe bzw. einen geringeren mittleren Laststrom IaVg, eine der berechneten Totzeit tdeadjom benachbarte geringere Totzeit tdead eingestellt bleibt, bis die berechnete Totzeit tdeadjom um mehr als 10/16 der Periodendauer der Resonanzschwingung von der aktuell gewählten und eingestellten Totzeit tdead abweicht.

Fig. 13 zeigt in dem dargestellten stufenförmigen Verlauf 13 der Totzeit tdead die mittels der eingeführten Hysterese erreichte Unterdrückung der kurzeitigen Wechsel bei den Übergängen 12.1 des Verlaufs 12 der Totzeit tdead zu einem nächsthöheren Wert der Totzeit tdead in Fig. 12.

Damit wird beispielsweise eine verbesserte, da flackerfreie Lichtabgabe der Leuchtmittelstrecke 6 durch eine erhöhte zeitliche Stabilität des mittleren Laststroms IaVg erreicht.

Die in der vorstehend diskutierten Ausführung des getakteten Konverters 1 eingeführte Hysterese bewirkt weiter, dass sich für einen bestimmten Dimmwert des Laststroms IaVg_nom unterschiedliche Arbeitspunkte des getakteten Konverters 1 ergeben können. Die unterschiedlichen Arbeitspunkte sind jeweils durch eine eingestellte Totzeit tdead und einen eingestellten Spitzenstrom Ipeak gekennzeichnet. Dies wird mit Bezug zu Fig. 16 weiter ausgeführt.

Fig. 14 zeigt zwei weitere Zeitverläufe des vorgegebenen mittleren Laststroms IaVg_nom für den getakteten Konverter 1 über der in Richtung der Abszisse aufgetragenen Zeit t. Der vorgegebene mittlere Laststrom ist in repräsentativen Digitalwerten angegeben.

Der erste Verlauf 14 stellt einen Dimmvorgang in Richtung auf einen geringeren mittleren Laststrom IaVg dar.

Der zweite Verlauf 15 stellt einen Dimmvorgang in Richtung auf einen höheren mittleren Laststrom IaVg dar.

Der erste Verlauf 14 des vorgegebenen mittleren Laststroms IaVg_nomund der zweite Verlauf 15 des vorgegebenen mittleren Laststroms IaVg_nom schneiden sich in einem Schnittpunkt 16. Schnittpunkt 16 ist durch einen zugeordneten Wert des vorgegebenen mittleren Laststroms IaVg_nom gekennzeichnet der sowohl Teil des Verlaufs 14 als auch des Verlaufs 15 der Dimmvorgänge des mittleren Laststroms IaVg ist.

Fig. 15 zeigt für die zeitlichen Verläufe 14, 15 des vorgegebenen Laststroms nach Fig. 14 berechnete Werte für die Totzeit tdead_dom und eingestellte Werte für die Totzeit tdead mit einer Hysterese.

Der erste Verlauf 16 der berechneten mittleren Totzeit tdeadjom stellt die berechnete Totzeit d nom für den zweiten Verlauf 15 des vorgegebenen mittleren Laststroms Iavgjom für einen Dimmvorgang in Richtung auf einen höheren mittleren Laststrom IaVg dar.

Die Kurve 17 ist die tatsächlich eingestellte Totzeit tdead zugehörig zu dem ersten Verlauf 16 der berechneten mittleren Totzeit d nom. Die Totzeit tdead verringert sich mit zunehmender Zeit t. Damit erhöht sich der Dimmwert hin zu einer höheren Lichtabgabe der Leuchtmittelstrecke 6 aufgrund eines zunehmenden mittleren Laststroms IaVg.

Der zweite Verlauf 18 der berechneten mittleren Totzeit tdeadjom stellt die berechnete Totzeit für den ersten Verlauf 14 des vorgegebenen mittleren Laststroms Iavgjom für einen Dimmvorgang in Richtung auf einen verringerten mittleren Laststrom IaVg dar. Damit verringert sich der Dimmwert hin zu einer schwächeren Lichtabgabe der Leuchtmittelstrecke 6 aufgrund eines abnehmenden mittleren Laststroms IaVg.

Die Kurve 19 ist die tatsächlich eingestellte Totzeit tdead zu dem zweiten Verlauf 18 der berechneten mittleren Totzeit tdeadjom entsprechendem einem Dimmvorgang hin zu kleineren Dimm werten.

In Fig. 15 wird weiter die Wirkung der Hysterese, zum Beispiel mit einem Hysteresefaktor k mit

k = 5/8 = 0.625= 62.5 %

gezeigt. Ein Wechsel des ausgewählten Nulldurchgangs des Induktivitätstroms II als Wiedereinschaltzeitpunkt des Schalters 5 wird von der Steuerschaltung 2 vorgenommen, wenn der zeitliche Abstand zwischen dem berechneten theoretischen Wiedereinschaltzeitpunkt und dem aktuell ausgewählten Wiedereinschaltzeitpunkt betragsmäßig größer als das Produkt aus Hysteresefaktor k und der Periodendauer der Resonanzschwingung des getakteten Konverters 1 ist.

Die Periodendauer der Resonanzschwingung des getakteten Konverters 1 entspricht dem zeitlichen Abstand zweier gleichphasiger Stromwerte des Induktivitäts Stroms II während der Resonanzschwingung während der der Totzeit tdead.

In Fig. 15 entspricht der zeitliche Abstand zweier gleichphasiger Stromwerte des Induktivitäts Stroms II während der Resonanzschwingung einer Höhe einer Stufe der Kurven 17, 19 der eingestellten Totzeit tdead in Richtung der Ordinate der Fig. 15.

Die Höhe 20 ist in Fig. 15 in Zählerwerten, entsprechend einer normierten Zeit, dargestellt.

Ein Wechsel des ausgewählten Wiedereinschaltzeitpunkts erfolgt in dem in Fig. 15 gewählten Ausführungsbeispiel mit einem Hysteresefaktor k in Höhe von etwa 0.625. Dies ist daran zu erkennen, dass der Wechsel nicht bei der Hälfte, also 0,5 oder 50 % der Stufenhöhe 20 erfolgt, was der Auswahl des einem berechneten Einschaltzeitpunkt zeitlich nächstliegendem Nulldurchgangs mit positivem Gradienten des Induktivitätsstroms II entsprechen würde, sondern nach etwa 0.625 oder 62.5 % entsprechend der ersten Strecke 21 bei der Kurve 16 für abnehmende Totzeit tdead oder der Strecke 22 der Kurve 18 für zunehmende Totzeit tdead.

Es wird auch deutlich, dass für einen einzustellenden Wert des mittleren Laststroms Iavgjom möglicherweise unterschiedliche Arbeitspunkte des getakteten Konverters 1 bestehen.

Fig. 16 stellt berechnete Werte für die Totzeit tdead_dom und eingestellte Werte für die Totzeit tdead mit einer Hysterese für zeitlich ansteigende und für zeitlich abfallenden Werte des vorgegebenen Laststroms in einem Ausschnitt dar.

Aus Fig.16 wird deutlich, dass für einen vorgegebenen Wert des mittleren Laststroms IaVg_nomund einen entsprechend eingestellten Wert des mittleren Laststroms IaVg zwei unterschiedliche Arbeitspunkte aufgrund der Hysterese des getakteten Konverters 1 existieren.

Aufgrund der Hysterese stellen sich die unterschiedlichen Arbeitspunkte ein, je nachdem, ob die Steuerschaltung 2 von einer niedrigeren oder einer höheren Totzeit tdead nom bzw. tdead aus zu einem aktuellen Zieldimmwert, und damit zu einem aktuellen nominalen mittleren Laststrom Iavgjom, zu einer entsprechend berechneten aktuellen Totzeit tdead nom bzw. tdead als Wiedereinschaltzeitpunkt für den Schalter 5 und dazu berechneten Spitzenstrom Ipeak_nom als Ausschaltschwelle für den Schalter 5 gelangt.

In einem Beispiel ist ein vorgegebener mittlerer Laststrom IaVg mit einer mittleren Stromstärke von 100 mA durch den getakteten Konverter 1 bereitzustellen.

Dies kann zum einen in einem ersten Arbeitspunkt erfolgen, der durch eine Totzeit tdead mit einer Dauer von vier Perioden der Resonanzschwingung gekennzeichnet ist. Es erfolgt also eine Wiedereinschalten des Schalters 5 des getakteten Konverters 1 bei einem Nulldurchgang des Induktivitäts Stroms Ibuck mit positivem Gradienten des Verlaufs des Spulenstrom II in der vierten Periode der Resonanzschwingung nach Ausschalten des Schalters 5. Das Ausschalten des Schalters 5 erfolgt im ersten Arbeitspunkt bei Erreichen eines Spitzenstroms Ipeak mit einer Stromstärke von 300 mA.

Ein zweiter Arbeitspunkt ist durch eine Totzeit tdead mit einer Dauer von fünf Perioden der Resonanzschwingung gekennzeichnet. Es erfolgt also eine Wiedereinschalten des Schalters 5 des getakteten Konverters 1 bei einem Nulldurchgang des Induktivitätsstroms II mit positivem Gradienten des Verlaufs des Induktivitätsstroms II in der fünften Periode der Resonanzschwingung nach Ausschalten des Schalters 5. Das Ausschalten des Schalters 5 erfolgt in dem zweiten Arbeitspunkt bei Erreichen eines Spitzenstroms Ipeak mit einer Stromstärke von 330 mA.

In dem ersten Arbeitspunkt und in dem zweiten Arbeitspunkt wird in dem gewählten Zahlenbeispiel eine mittlere Stromstärke des Laststroms IaVg entsprechend ILED in Höhe von 100 mA erreicht. Fig. 16 zeigt einen Wert 26 der Totzeit tdead der über einen ansteigenden Dimmverlauf „„

27

des mittleren Laststroms IaVg und einen entsprechend fallenden Verlauf 21 der Totzeit tdead nom erreicht wird. Daraus ergibt sich ein stufenförmiger Verlauf 22 der eingestellten Totzeit tdead.

Für die Totzeit tdead für den ersten Arbeitspunkt ergibt sich daraus eine erste Totzeit tdeadi 28 in Fig. 16, da die Hysterese für den dargestellten Verlauf keine berechnete Totzeit tdead_nom 26 ergibt, die von der bereits eingestellten Totzeit tdeadi um mehr als 62.5 % abweicht.

Die Steuerschaltung 2 stellt dabei in Fig. 16 die Totzeit mit einer Hysterese ein. Die Hysterese kann zum Beispiel bei 62.5 % der Periodendauer der Resonanzschwingung des getakteten Konverters 1 liegen.

Der entsprechende Wert 26 der Totzeit tdead kann alternativ über einen fallenden Dimmverlauf des mittleren Laststroms Iavg und einen entsprechend ansteigenden Verlauf 23 der Totzeit tdead_nom erreicht werden. Damit ergibt sich eine stufenförmig ansteigender Verlauf 24 der Totzeit tdead.

Für die Totzeit tdead für den zweiten Arbeitspunkt ergibt sich daraus eine zweite Totzeit tdead2 29 in Fig. 16, da die Hysterese für den dargestellten Verlauf eben keine berechnete Totzeit tdead_nom 26 ergibt, die von der bereits eingestellten Totzeit tdead- um mehr als 62.5 % abweicht.

Aus Fig. 16 wird damit deutlich, dass für eine berechnete Totzeit tdead_nom 26 für die Ausführung mit Hysterese zwei Arbeitspunkte existieren, die durch unterschiedliche erste Totzeit tdeadi 28 und zweite Totzeit tdead2 29 gekennzeichnet sind.

Die Steuerschaltung 2 kann die Ausschaltschwelle für den Spitzenstrom Ipeak entsprechend zu den unterschiedlichen Werten für die Totzeit tdeadi 28, tdead2 29 zu Ipeaki bzw. Ipeak2 ermitteln, um denselben Sollwert Iavg _nom mit dem aktuellen Istwert des Laststroms IaVg zu erreichen.

Die diskutierte Ausführung der Hysterese für die Ermittlung eines Wiedereinschaltzeitpunkts des Schalters 5 erfolgt mit wertmäßig gleichem Hysteresefaktor k für einen ansteigenden und einen fallenden Dimmverlauf des Laststroms Iavg.

Alternativ können Hysteresefaktoren mit jeweils unterschiedlichen Werten für ansteigenden und einen fallenden Dimmverlauf des Laststroms Iavg gewählt werden.