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1. WO2020070849 - 電力変換回路および空気調和機

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明 細 書

発明の名称 電力変換回路および空気調和機

技術分野

0001  

背景技術

0002  

先行技術文献

特許文献

0003  

発明の概要

発明が解決しようとする課題

0004  

課題を解決するための手段

0005  

発明の効果

0006  

図面の簡単な説明

0007  

発明を実施するための形態

0008   0009   0010   0011   0012   0013   0014   0015   0016   0017   0018   0019   0020   0021   0022   0023   0024   0025   0026   0027   0028   0029   0030   0031   0032   0033   0034   0035   0036   0037   0038   0039   0040   0041   0042   0043   0044   0045   0046   0047   0048   0049   0050   0051   0052   0053   0054   0055   0056   0057   0058   0059  

符号の説明

0060  

請求の範囲

1   2   3   4   5   6  

図面

1   2   3   4  

明 細 書

発明の名称 : 電力変換回路および空気調和機

技術分野

[0001]
 本発明は、電力変換回路および空気調和機に関する。

背景技術

[0002]
 本技術分野の背景技術として、下記特許文献1の請求項1には、「直流電圧源に直列接続され負荷に電力を供給する二個一組の主回路スイッチング素子と、これら各主回路スイッチング素子に逆並列接続された還流ダイオードと、これら各還流ダイオードが遮断するにあたって、前記直流電圧源より小さな逆電圧を各還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路とを備え、前記逆電圧印加回路は、前記直流電圧源より電圧値が低い補助電源と、前記還流ダイオードの逆回復時にオンし前記主回路スイッチング素子より耐圧が低い逆電圧印加スイッチング素子と、前記還流ダイオードより逆回復時間が短く高速な補助ダイオードとの直列接続にて構成され、二個一組の主回路スイッチング素子を互いにオン状態とオフ状態とを切替える際に両主回路スイッチング素子をともにオフする短時間の休止期間を有して前記主回路スイッチング素子を切り替える主回路スイッチング制御回路と、前記主回路スイッチング素子がオフした時点から始まる休止期間中に前記逆電圧印加スイッチング素子をオンさせ前記休止期間の経過後にオフさせる逆電圧印加スイッチング制御回路とを備えたことを特徴とする電力変換装置。」と記載されている。

先行技術文献

特許文献

[0003]
特許文献1 : 特許第4204534号公報

発明の概要

発明が解決しようとする課題

[0004]
 しかし、上記特許文献1の技術では、逆電圧印加スイッチング素子をオン/オフさせるドライブ信号にノイズが重畳すると、逆電圧印加回路は還流ダイオードに適切な逆電圧を印加できなくなり、電力損失が大きくなることがある。
 この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、電力損失を抑制できる電力変換回路および空気調和機を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0005]
 上記課題を解決するため本発明の電力変換回路は、直流系統と交流系統との間に設けられ、電力変換を行う複数の主回路スイッチング素子と、複数の前記主回路スイッチング素子の各々に逆並列接続された複数の還流ダイオードと、少なくとも一部の前記還流ダイオードに接続され、対応する前記還流ダイオードが遮断する際に、前記直流系統における直流電圧よりも低い逆電圧を、対応する前記還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路と、前記逆電圧印加回路を制御する制御部と、を備え、前記逆電圧印加回路は、それぞれ、前記直流系統における直流電圧よりも低い直流電圧を発生させる低電圧電源と、キャパシタと、前記低電圧電源と前記キャパシタとの間に接続された逆電圧印加スイッチング素子と、前記キャパシタに蓄積された電荷によって対応する前記還流ダイオードに逆電圧を印加するように、前記キャパシタと前記還流ダイオードとの間に接続された逆電圧印加ダイオードと、を備えることを特徴とする。

発明の効果

[0006]
 本発明によれば、電力変換回路および空気調和機の電力損失を抑制できる。

図面の簡単な説明

[0007]
[図1] 本発明の第1実施形態によるインバータの回路図である。
[図2] 第1実施形態における各部の波形図である。
[図3] 本発明の第2実施形態によるAC/DCコンバータの回路図である。
[図4] 本発明の第3実施形態による空気調和機の模式図である。

発明を実施するための形態

[0008]
[第1実施形態]
〈第1実施形態の構成〉
 図1は、本発明の第1実施形態によるインバータ120(電力変換回路)の回路図である。
 インバータ120は、直流電源142(直流系統)から供給された直流電力を三相交流電力に変換し、負荷装置であるモータ144(交流系統)を駆動する。なお、モータ144は、例えば磁石型三相同期電動機である。インバータ120は、直流端子40P,40Nと、交流端子42U,42V,42Wと、6個のスイッチング素子QA1~QA6(主回路スイッチング素子)と、6個の還流ダイオードDA1~DA6と、6台の逆電圧印加回路11~16と、インバータ制御回路130(制御部)と、ドライバ回路122と、を備えている。
[0009]
 なお、本実施形態においては、スイッチング素子QA1~QA6および後述する他のスイッチング素子は、全てMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)である。スイッチング素子QA1,QA2のゲート・ソース間電圧を、各々VgsQA1,VgsQA2と呼ぶ。
[0010]
 直流端子40P,40N間には、直流電源142が出力する主直流電圧VEが印加される。また、モータ144のU相,V相,W相の各巻線(図示略)は、それぞれ交流端子42U,42V,42Wに接続されている。スイッチング素子QA1,QA2は、直流端子40P,40Nの間に直列接続されている。同様に、スイッチング素子QA3,QA4も、直流端子40P,40Nの間に直列接続され、スイッチング素子QA5,QA6も、直流端子40P,40Nの間に直列接続されている。これらスイッチング素子の3箇所の接続点は、各々交流端子42U,42V,42Wに接続されている。
[0011]
 還流ダイオードDA1~DA6は、各々スイッチング素子QA1~QA6に対して逆並列接続されており、モータ144から出力された電流を直流電源142に還流する。逆電圧印加回路11~16は、各々還流ダイオードDA1~DA6に並列接続されている。逆電圧印加回路11~16は、対応する還流ダイオードDA1~DA6が逆回復する際に、主直流電圧VEよりも低い逆方向電圧を該還流ダイオードDA1~DA6に印加し、逆回復損失を抑制するものである。
[0012]
 インバータ制御回路130は、スイッチング素子QA1~QA6のオン/オフ状態を制御する主回路制御信号SA1~SA6と、逆電圧印加回路11~16の動作を制御する逆電圧制御信号SB1~SB6と、を出力する。ドライバ回路122は、主回路制御信号SA1~SA6と、逆電圧制御信号SB1~SB6と、をバッファリングし、その結果を電圧信号VA1~VA6,VB1~VB6として出力する。ここで、主回路制御信号SA1~SA6は、スイッチング素子QA1~QA6をオン/オフすることによって、直流電源142をPWM(Pulse Width Modulation)変調するために出力される。
[0013]
 次に、逆電圧印加回路11について説明する。
 図1において、スイッチング素子QA1がオフ状態であって、ダイオードDA1に順方向の還流電流が流れていたとする。ここで、スイッチング素子QA1がオン状態になると、ダイオードDA1には逆電圧が印加される。その際、ダイオードDA1の残留電荷によって逆方向電流が流れる。この逆方向電流は逆回復電流と呼ばれており、逆回復電流による損失は逆回復損失と呼ばれている。ダイオードDA1に逆回復電流が流れる際、ダイオードDA1に主直流電圧VEがそのまま印加されると、逆回復電流および逆回復損失が大きくなる。そこで、逆電圧印加回路11は、この問題に対応するために設けられている。すなわち、逆電圧印加回路11は、ダイオードDA1に逆回復電流が流れる際、ダイオードDA1に対して、主直流電圧VEよりも低い逆電圧を印加し、逆回復電流および逆回復損失を低減させようとするものである。
[0014]
 逆電圧印加回路11の内部において、直流電源22(低電圧電源)は、上述した直流電源142の主直流電圧VEよりも低い直流電圧VGを出力する。例えば、インバータ120を空気調和機に適用する場合には、主直流電圧VEの実効値は300[V]程度とし、直流電圧VGは、その1/10以下の電圧、例えば5~24[V]程度にするとよい。抵抗器24およびキャパシタ26は、直流電圧VGからノイズ成分を除去するフィルタ回路を構成している。スイッチング素子28(逆電圧印加スイッチング素子)は、インバータ制御回路130からドライバ回路122を介して供給された電圧信号VB1によってオン/オフ制御される。ダイオード30は、スイッチング素子28の還流ダイオードである。
[0015]
 キャパシタ32は、スイッチング素子28のオン/オフ状態に基づいて充放電される。ダイオード34(逆電圧印加ダイオード)は、キャパシタ32の一端と、スイッチング素子QA1のドレイン端子との間に、逆流防止用に接続されている。
 スイッチング素子28は、直流電源22が出力する直流電圧VGのスイッチングを行うため、スイッチング素子QA1~QA6よりも耐圧の低いものを採用している。また、ダイオード34は、高速に動作させることが好ましいため、還流ダイオードDA1~DA6よりも逆回復時間が短いものを採用している。具体的には、ダイオード34として、ワイドバンドギャップ半導体(シリコンカーバイド、窒化ガリウム、酸化ガリウム等)を適用するとよい。なお、他の逆電圧印加回路12~16については図示を省略するが、これらは逆電圧印加回路11と同様に構成されている。
[0016]
〈第1実施形態の動作〉
 図2は、インバータ120における各部の波形図である。
 図2において主回路制御信号SA1,SA2は、上述したように、スイッチング素子QA1,QA2を制御するために、インバータ制御回路130が出力する信号である。時刻t0以前においては、主回路制御信号SA2がハイレベルであるため、ゲート・ソース間電圧VgsQA2もハイレベルになっている。従って、スイッチング素子QA2(図1参照)は時刻t0以前にはオン状態になっている。これにより、交流端子42Uからインバータ120に流入した電流は、スイッチング素子QA2を介して直流電源142に還流する。
[0017]
 次に、時刻t0において、主回路制御信号SA2は、ハイレベルからロウレベルに立ち下がり、スイッチング素子QA2のゲート・ソース間電圧VgsQA2は、時刻t0から徐々に立ち下がっている。このように、ゲート・ソース間電圧VgsQA2が立ち下がると、スイッチング素子QA2はオフ状態になる。すると、図1において交流端子42Uからインバータ120に流入した電流は、ダイオードDA1を介して直流電源142に還流する。
[0018]
 次に、時刻t2において主回路制御信号SA1がロウレベルからハイレベルに立ち上がると、スイッチング素子QA1のゲート・ソース間電圧VgsQA1は、その後の時刻t4~時刻t10にかけて、徐々に立ち上がっている。主回路制御信号SA1が時刻t2に立ち上がった後、時刻t4までの期間、電圧VgsQA1には変化がみられないが、この期間は、ドライバ回路122における遅れ時間である。次に、時刻t4~t6の期間には、徐々に電圧VgsQA1が上昇している。この期間は、スイッチング素子QA1のゲート・ソース間容量をチャージしている期間である。次に、時刻t6~t8の期間、電圧VgsQA1はほぼ一定になっている。これはスイッチング素子QA1にミラー効果が現れていることによる。そこで、時刻t6~t8の期間をミラー期間と呼ぶ。
[0019]
 上述したように、ダイオードDA1(図1参照)に順方向の還流電流が流れている際、スイッチング素子QA1をオン状態にすると、ダイオードDA1には逆回復電流が流れる。実際に逆回復電流が発生し得るタイミングは、周囲温度等の条件によってばらつく。ここで、スイッチング素子QA1のゲート・ソース間電圧VgsQA1が安定する時刻t10においては、そのドレイン・ソース間電圧も安定していると考えられるため、逆回復は、時刻t0~t10の期間内に生じると考えられる。但し、図中の時刻t4,t6,t8,t10等のタイミングは、周囲温度やノイズ等の条件によってばらつく。そこで、本実施形態においては、時刻t10に対して若干の余裕を加えた時刻t12まで、逆回復が生じ得るものとして、各部品の定数等を設定している。
[0020]
 逆電圧制御信号SB1は、時刻t0に立ち上がり、時刻t2に立ち下がる信号である。但し、逆電圧制御信号SB1の立上がりタイミングは時刻t0以降であってもよく、立下りタイミングは時刻t2以前であってもよい。すなわち、逆電圧制御信号SB1は、デッドタイム期間t0~t2に立上がりタイミングと立下りタイミングとが現れる信号である。ドライバ回路122(図1参照)は、逆電圧制御信号SB1と略同一波形の電圧信号VB1(図示略)を出力し、スイッチング素子28(図1参照)は、該電圧信号VB1によってオン/オフされる。これにより、キャパシタ32の端子電圧VC1の波形は、図2に示すようなものになる。
[0021]
 すなわち、端子電圧VC1は、時刻t0から立ち上がり、時刻t2以前には一定値に安定している。端子電圧VC1が立ち上っている期間は、直流電源22(図1参照)から供給された電流によってキャパシタ32が充電されている。そして、端子電圧VC1は、時刻t2に逆電圧制御信号SB1が立ち下がった後、徐々に低下する。端子電圧VC1が低下している期間は、キャパシタ32が放電されている。
[0022]
 但し、時刻t2にキャパシタ32が放電を開始した後、時刻t12に至るまで、端子電圧VC1は、ダイオード34の順方向電圧降下VF(例えば0.6[V])以上の値に保持されている。換言すれば、時刻t2~t12の期間内に、端子電圧VC1を順方向電圧降下VF以上に保持するように、キャパシタ32の静電容量が決定されている。このように、本実施形態によれば、主直流電圧VEよりも低い端子電圧VC1が、時刻t0~t12の期間内に、ダイオードDA1に逆電圧として印加され、これによって逆回復電流および逆回復損失を小さくすることができる。
[0023]
〈比較例〉
 次に、本実施形態の効果を明らかにするために、比較例の構成について説明する。
 本比較例の回路構成について図示は省略するが、「キャパシタ32が設けられていない」点を除いて、上記実施形態のもの(図1参照)と同様である。また、本比較例において、インバータ制御回路130は逆電圧制御信号SB1に代えて、破線で示す逆電圧制御信号SBX1を出力する。ここで、逆電圧制御信号SBX1は、図2に示すように、主回路制御信号SA1の立上りタイミングである時刻t2よりも早い時刻t1に立ち上がり、時刻t12までハイレベルを維持する信号である。また、図1において端子電圧VC1に対応する箇所の電圧を電圧VX1と呼ぶ。本比較例においては、キャパシタ32が設けられていないため、図2に示すように、電圧VX1の立上り/立下りタイミングは、逆電圧制御信号SBX1のものとほぼ同様になる。
[0024]
 仮に、逆電圧制御信号SBX1および電圧VX1の波形が図2に示す通りであれば、本比較例は、上記実施形態と同様に動作する。すなわち、ダイオードDA1に逆回復電流が発生し得る時刻t1~t12の期間には、主直流電圧VEよりも低い電圧VX1をダイオードDA1に印加し続けることができる。しかし、逆電圧制御信号SBX1にノイズが乗ると、ノイズに同期してスイッチング素子28のオン/オフ状態が乱れ、電圧VX1の波形が乱れる。これにより、ダイオードDA1が逆回復状態であるにもかかわらず、スイッチング素子28がオフ状態になる可能性が生じる。このような状態が生じると、主直流電圧VEによってダイオードDA1に大きな逆回復電流が流れ、逆回復損失も増大する。
[0025]
 これに対して、本実施形態によれば、スイッチング素子28によってキャパシタ32を充電し、キャパシタ32の端子電圧VC1をダイオード34を介してダイオードDA1に印加することができる。これにより、ダイオードDA1の逆回復時に、ノイズ等によってスイッチング素子28がオフ状態になったとしても、安定した逆電圧である端子電圧VC1をダイオードDA1に印加し続けることができる。また、本実施形態においては、時刻t2またはそれ以前にスイッチング素子28をオフ状態にするため、スイッチング素子QA1の動作に対する逆電圧印加回路11の干渉を抑制することができる。
[0026]
〈第1実施形態の効果〉
 以上のように、本実施形態によれば、逆電圧印加回路(11~16)は、それぞれ、直流系統(142)における直流電圧(VE)よりも低い直流電圧(VG)を発生させる低電圧電源(22)と、キャパシタ(32)と、低電圧電源(22)とキャパシタ(32)との間に接続された逆電圧印加スイッチング素子(28)と、キャパシタ(32)に蓄積された電荷によって対応する還流ダイオード(DA1~DA6)に逆電圧を印加するように、キャパシタ(32)と還流ダイオード(DA1~DA6)との間に接続された逆電圧印加ダイオード(34)と、を備える。
[0027]
 これによって、逆電圧印加スイッチング素子(28)のオン/オフ状態がノイズ等によって乱れたとしても、キャパシタ(32)に蓄積された電荷によって、対応する還流ダイオード(DA1~DA6)に対して、安定して適切な逆電圧を印加することができる。従って、本実施形態によれば、逆回復電流を抑制することができ、電力変換回路(120)における電力損失を抑制できる。
[0028]
 さらに、本実施形態においては、逆電圧印加スイッチング素子(28)は、主回路スイッチング素子(QA1~QA6)よりも耐圧が低く、逆電圧印加スイッチング素子(28)と、キャパシタ(32)とは、低電圧電源(22)の正極と負極との間に直列接続され、逆電圧印加ダイオード(34)は、還流ダイオード(DA1~DA6)よりも逆回復時間が短く、キャパシタ(32)と還流ダイオード(DA1~DA6)との間に接続されている。
 このように、逆電圧印加スイッチング素子(28)の耐圧を低くすることにより、逆電圧印加回路(11~16)を安価に構成することができ、逆回復時間が短い逆電圧印加ダイオード(34)を適用することにより、逆電圧印加回路(11~16)を高速に動作させることができる。
[0029]
 また、本実施形態によれば、逆電圧印加回路(11~16)は、全ての還流ダイオード(DA1~DA6)に対してそれぞれ接続されている。
 これにより、全ての還流ダイオード(DA1~DA6)において、逆回復電流を抑制することができる。
[0030]
 また、本実施形態によれば、逆電圧印加ダイオード(34)は、ワイドバンドギャップ半導体で構成されているため、逆電圧印加ダイオード(34)の逆回復時間を還流ダイオード(DA1~DA6)よりも短くすることができ、逆電圧印加回路(11~16)を高速に動作させることができる。
[0031]
[第2実施形態]
〈第2実施形態の構成〉
 図3は、本発明の第2実施形態によるAC/DCコンバータ170(電力変換回路)の回路図である。なお、以下の説明において、上述した第1実施形態の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
 AC/DCコンバータ170は、交流電源162(交流系統)から供給された交流電力を直流電力に変換し、負荷装置164(直流系統)に供給するものである。AC/DCコンバータ170は、一対の交流端子60A,60Bと、直流端子62P,62Nと、4個のスイッチング素子QD1~QD4(主回路スイッチング素子)と、4個の還流ダイオードDD1~DD4と、4台の逆電圧印加回路51~54と、コンバータ制御回路180(制御部)と、ドライバ回路172と、リアクトル174と、平滑キャパシタ176と、電流検出部177と、電圧検出部178と、を備えている。
[0032]
 本実施形態においても、スイッチング素子QD1~QD4および後述する他のスイッチング素子は、全てMOSFETである。スイッチング素子QD1,QD2のゲート・ソース間電圧を、各々VgsQD1,VgsQD2と呼ぶ。交流電源162は、例えば商用電源であり、交流端子60A,60B間には、交流電源162が出力する交流電圧が印加される。平滑キャパシタ176は、直流端子62P,62Nの間に接続され、スイッチング素子QD1~QD4の出力電圧を平滑する。この平滑キャパシタ176の端子電圧を主直流電圧VE(直流電圧)と呼ぶ。また、負荷装置164は、直流端子62P,62Nに接続されている。
[0033]
 スイッチング素子QD1,QD2は、直流端子62P,62Nの間に直列接続されている。同様に、スイッチング素子QD3,QD4も、直流端子62P,62Nの間に直列接続されている。交流端子60Aには、リアクトル174の一端が接続され、スイッチング素子QD1,QD2の接続点には、リアクトル174の他端が接続されている。また、スイッチング素子QD3,QD4の接続点は、交流端子60Bに接続されている。交流端子60Bを基準として、リアクトル174の他端の電圧瞬時値を、交流電圧瞬時値vsと呼ぶ。また、交流電源162からAC/DCコンバータ170に流れる電流瞬時値を、交流電流瞬時値isと呼ぶ。
[0034]
 還流ダイオードDD1~DD4は、各々スイッチング素子QD1~QD4に対して逆並列接続されている。逆電圧印加回路51~54は、それぞれ、第1実施形態(図1参照)における逆電圧印加回路11と同様に構成されている。これにより、逆電圧印加回路51~54は、還流ダイオードDD1~DD4が逆回復する際に、主直流電圧VEよりも低い逆方向電圧を該還流ダイオードDD1~DD4に印加し、逆回復損失を抑制する。
[0035]
 コンバータ制御回路180は、スイッチング素子QD1~QD4のオン/オフ状態を制御する主回路制御信号SD1~SD4と、逆電圧印加回路51~54の動作を制御する逆電圧制御信号SE1~SE4と、を出力する。ドライバ回路172は、主回路制御信号SD1~SD4と、逆電圧制御信号SE1~SE4と、をバッファリングし、その結果を電圧信号VD1~VD4,VE1~VE4として出力する。電流検出部177は、交流電流瞬時値isを検出し、電圧検出部178は交流電圧瞬時値vsを検出する。
[0036]
〈第2実施形態の動作〉
 コンバータ制御回路180は、負荷の大きさ(例えば、交流電流瞬時値isの振幅値)に基づいて、複数の動作モードのうち何れかを選択可能である。ここで、選択可能な動作モードには、「同期整流モード」、および「スイッチング・モード」が含まれる。
[0037]
(同期整流モード)
 同期整流モードは、スイッチング素子QD1~QD4のオン/オフ状態を、交流電圧瞬時値vsの極性に応じて、交流電圧瞬時値vsの半周期毎に切り換える動作モードである。すなわち、交流電圧瞬時値vsが正値であるとき、コンバータ制御回路180は、スイッチング素子QD1,QD4をオン状態にし、スイッチング素子QD2,QD3をオフ状態にする。これにより、交流電源162から電流が供給されると、その電流は、リアクトル174、スイッチング素子QD1、負荷装置164、スイッチング素子QD4を順次介して流れ、交流電源162に戻る。
[0038]
 逆に、交流電圧瞬時値vsが負値であるとき、コンバータ制御回路180は、スイッチング素子QD2,QD3をオン状態にし、スイッチング素子QD1,QD4をオフ状態にする。これにより、交流電源162から電流が供給されると、その電流は、スイッチング素子QD3、負荷装置164、スイッチング素子QD2、リアクトル174を順次介して流れ、交流電源162に戻る。同期整流モードは、リアクトル174による電流位相の遅れが顕著ではない場合、例えば、交流電流瞬時値isの振幅値が所定の閾値未満である場合に採用するとよい。
[0039]
(スイッチング・モード)
 ところで、AC/DCコンバータ170は、リアクトル174を含むため、上述した同期整流モードでは、交流電流瞬時値isは交流電源162の電圧に対して遅れ位相になる。スイッチング・モードは、AC/DCコンバータ170の力率を改善しようとする動作モードである。すなわち、スイッチング・モードにおいては、コンバータ制御回路180は、交流電圧瞬時値vsの半周期内で、スイッチング素子QD1,QD2のオン/オフ状態を、デッドタイムを挟みつつ相補的に複数回切り替える。また、コンバータ制御回路180は、スイッチング素子QD3,QD4のオン/オフ状態については、上述した同期整流モードにおける状態と同様になるように制御する。
[0040]
 例えば、交流電圧瞬時値vsが正値であるとき、コンバータ制御回路180は、スイッチング素子QD3をオフ状態に保ち、スイッチング素子QD4をオン状態に保ち、スイッチング素子QD1,QD2のオン/オフ状態を相補的に複数回切り替える。ここで、スイッチング素子QD1,QD4が共にオン状態であってスイッチング素子QD2,QD3が共にオフ状態であれば、上述した同期整流モードの場合と同様に電流が流れる。一方、スイッチング素子QD2,QD4が共にオン状態であって、スイッチング素子QD1,QD3が共にオフ状態であれば、交流電源162から供給された電流は、リアクトル174、スイッチング素子QD2、およびスイッチング素子QD4を順次介して交流電源162に戻る。
[0041]
 すなわち、この場合、負荷装置164を介することなく、交流電源162にリアクトル174を直結した状態になり、リアクトル174に大きな電流を流すことができる。リアクトル174に電流として供給されたエネルギーは、磁束としてリアクトル174に蓄えられ、その後にスイッチング素子QD1,QD4が共にオン状態になった際に、電流として負荷装置164に供給される。同期整流モードは、リアクトル174による電流位相の遅れが力率の悪化として顕著に現れる場合、例えば、交流電流瞬時値isの振幅値が上述した閾値以上である場合に採用するとよい。
[0042]
 同期整流モードにおいては、還流ダイオードDD1~DD4に流れる順方向電流が小さいため、逆回復電流も小さくなる。すると、逆電圧印加回路51~54の消費電力が逆回復損失よりも大きくなることがある。このような場合には、逆電圧印加回路51~54を非動作状態にすることが好ましい。そこで、コンバータ制御回路180は、同期整流モードおいては、逆電圧制御信号SE1~SE4をロウレベルに維持し、逆電圧印加回路51~54を非動作状態にする。
[0043]
 一方、スイッチング・モードにおいては、還流ダイオードDD1~DD4に流れる順方向電流が大きいため、逆回復電流も大きくなる。そこで、スイッチング・モードにおいては、コンバータ制御回路180は、還流ダイオードDD1~DD4が逆回復する際に、そのタイミングに同期して逆電圧制御信号SE1~SE4をハイレベルに設定する。これにより、逆電圧印加回路51~54は、還流ダイオードDD1~DD4が逆回復する際に、主直流電圧VEよりも低い逆方向電圧を該還流ダイオードDD1~DD4に印加し、これによって逆回復損失を抑制する。上述したように、本実施形態における逆電圧印加回路51~54は、第1実施形態(図1参照)における逆電圧印加回路11と同様に構成されている。そして、各還流ダイオードDD1~DD4が逆回復する際の逆電圧印加回路51~54の動作も、図2に示したものと同様である。
[0044]
〈第2実施形態の効果〉
 以上のように、本実施形態によれば、制御部(180)は、交流系統(162)から直流系統(164)に向かって電力を供給する際に、交流系統(162)における交流電圧の半周期の期間内に、交流系統(162)とリアクトル(174)とを断続的に複数回直結するように、主回路スイッチング素子(QD1~QD4)を制御する。
 そして、第1実施形態と同様に、逆電圧印加回路(51~54)は、それぞれ、直流系統(164)における直流電圧(VE)よりも低い直流電圧(VG)を発生させる低電圧電源(22)と、キャパシタ(32)と、低電圧電源(22)とキャパシタ(32)との間に接続された逆電圧印加スイッチング素子(28)と、キャパシタ(32)に蓄積された電荷によって対応する還流ダイオード(DD1~DD4)に逆電圧を印加するように、キャパシタ(32)と還流ダイオード(DD1~DD4)との間に接続された逆電圧印加ダイオード(34)と、を備える。
[0045]
 これによって、逆電圧印加スイッチング素子(28)のオン/オフ状態がノイズ等によって乱れたとしても、キャパシタ(32)に蓄積された電荷によって、対応する還流ダイオード(DD1~DD6)に対して、安定して適切な逆電圧を印加することができる。従って、本実施形態によっても、逆回復電流を抑制することができ、電力変換回路(170)における電力損失を抑制できる。
[0046]
[第3実施形態]
 図4は、本発明の第3実施形態による空気調和機900の冷凍サイクル系統図である。
 図4に示すように、本実施形態の空気調和機900は、室外機960と、室内機970と、を備えるとともに、両者を接続するガス配管982と、液配管984と、を備えている。
[0047]
 そして、室外機960は、圧縮機961と、四方弁962と、室外熱交換器963と、室外膨張弁964と、を備えている。これらは、配管(符号なし)によって順次接続されている。また、室外機960は、室外ファン965と、室外ファンモータ966と、を備えている。室外ファン965は、室外ファンモータ966によって回転駆動され、室外熱交換器963を冷却する。
[0048]
 また、室内機970は、室内熱交換器973と、室内膨張弁974と、を備えている。両者は、配管(符号なし)によって相互に接続されている。また、室内機970は、室内ファン975と、室内ファンモータ976と、を備えている。室内ファン975は室内ファンモータ976によって回転駆動され、室内熱交換器973を冷却する。室外機960に設けられた四方弁962は、冷媒の流れを切り替える弁であり、これにより冷房運転と暖房運転とが切り替わる。室外膨張弁964と室内膨張弁974とは、冷媒を減圧して低温低圧にする。
[0049]
 図4において、ガス配管982、液配管984等の配管に沿って示した実線の矢印は、空気調和機900の冷房運転における冷媒の流れを示している。
 冷房運転において、四方弁962は、実線で示すように、圧縮機961の吐出側と室外熱交換器963とを連通させ、圧縮機961の吸入側とガス配管982とを連通させる。圧縮機961から吐出される冷媒は、高温高圧のガス状であり、四方弁962を通過して、室外熱交換器963に流れる。室外熱交換器963に流入したガス状の冷媒は、室外ファン965によって供給される室外の空気と熱交換して凝縮され、液状の冷媒となる。この液状の冷媒は、全開状態の室外膨張弁964および液配管984を通過して、室内機970に流入する。
[0050]
 室内機970に流入した液状の冷媒は、室内膨張弁974によって減圧され、低温低圧のガス液混合状の冷媒となる。この低温低圧のガス液混合状の冷媒は、室内熱交換器973に流入して、室内ファン975によって供給される室内の空気と熱交換されて蒸発し、ガス状の冷媒となる。この際、室内の空気は、ガス液混合状の冷媒の蒸発潜熱によって冷却され、冷風が部屋内に送られる。その後、室内機120から流出したガス状の冷媒は、ガス配管982を通過し、室外機960に戻される。室外機960に戻されたガス状の冷媒は、四方弁962を通過し、圧縮機961に吸入され、再度ここで圧縮されることによって、一連の冷凍サイクルが形成される。
[0051]
 圧縮機961は、冷媒を圧縮する圧縮機構146と、圧縮機構146を回転駆動するモータ144と、を備えている。また、AC/DCコンバータ170は、交流電源162から供給された交流電力を直流電力に変換しインバータ120に供給する。インバータ120は、供給された直流電力を任意の周波数の三相交流電力に変換し、モータ144を駆動する。なお、インバータ120およびAC/DCコンバータ170の構成は、第1,第2実施形態のもの(図1、図3参照)と同様である。
 これにより、本実施形態によれば、第1,第2実施形態と同様にAC/DCコンバータ170およびインバータ120の電力損失を抑制でき、高効率な空気調和機900を実現することができる。
[0052]
[変形例]
 本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。
[0053]
(1)上記各実施形態においては、スイッチング素子28,QA1~QA6,QD1~QD4としてMOSFETを適用した例を説明したが、スイッチング素子は、MOSFETに限らず、IGBT、バイポーラトランジスタ等であってもよい。
[0054]
(2)上記各実施形態においては、全ての還流ダイオードDA1~DA6,DD1~DD4に対して、逆電圧印加回路11~16,51~54を並列に接続したが、一部の還流ダイオードのみに対して逆電圧印加回路を接続してもよい。例えば、第1実施形態(図1参照)においては、高電位側の逆電圧印加回路11,13,15のみを設け、低電位側の逆電圧印加回路12,14,16を省略してもよい。また、逆に、低電位側の逆電圧印加回路12,14,16のみを設け、高電位側の逆電圧印加回路11,13,15を省略してもよい。
[0055]
 また、第2実施形態(図3参照)においては、スイッチング・モードにおいてオン/オフ状態が相補的に切り替えられるスイッチング素子QD1,QD2に対応する逆電圧印加回路51,52のみを設け、他の逆電圧印加回路53,54は省略してもよい。これは、スイッチング素子QD1,QD2に逆接続されたダイオードDD1,DD2は、他のダイオードDD3,DD4と比較して、の逆回復が頻繁に発生するためである。このように、逆電圧印加回路11~16,51~54のうち一部のみを設けることにより、インバータ120やAC/DCコンバータ170のコストダウンを図ることができる。
[0056]
(3)また、上記第1実施形態においては、逆電圧制御信号SB1は、時刻t2またはそれ以前に立ち下がっていた(図2参照)。しかし、逆電圧制御信号SB1を時刻t2以降に立ち下げるようにしてもよい。第2実施形態の逆電圧制御信号SE1についても同様である。
[0057]
(4)第2実施形態におけるAC/DCコンバータ170は、同期整流モードおよびスイッチング・モードの動作モードを有していたが、これらに加えて、または同期整流モードに代えて、ダイオード整流モードを選択できるようにしてもよい。ここで、ダイオード整流モードとは、4つの還流ダイオードDD1~DD4を用いて全波整流を行う動作モードである。ダイオード整流モードにおいては、コンバータ制御回路180は、主回路制御信号SD1~SD4を継続的にロウレベルに設定し、これによってスイッチング素子QD1~QD4を継続的にオフ状態にする。
[0058]
(5)第2実施形態におけるコンバータ制御回路180は、スイッチング・モードのみならず、同期整流モードまたは上述した変形例のダイオード整流モード何れにおいても、逆回復損失を抑制する制御を行ってもよい。すなわち、コンバータ制御回路180は、同期整流モードまたはダイオード整流モードにおいて、還流ダイオードDD1~DD4が逆回復する際に、主直流電圧VEよりも低い逆方向電圧を該還流ダイオードDD1~DD4に印加し、これによって逆回復損失を抑制するようにしてもよい。
[0059]
(6)上記各実施形態において、還流ダイオードDA1~DA6,DD1~DD4は、スイッチング素子QA1~QA6,QD1~QD4とは別体のものであった。しかし、スイッチング素子が寄生ダイオードを有する場合は、寄生ダイオードを、還流ダイオードDA1~DA6,DD1~DD4として適用してもよい。

符号の説明

[0060]
11~16,51~54 逆電圧印加回路
22 直流電源(低電圧電源)
28 スイッチング素子(逆電圧印加スイッチング素子)
32 キャパシタ
34 ダイオード(逆電圧印加ダイオード)
120 インバータ(電力変換回路)
170 AC/DCコンバータ(電力変換回路)
130 インバータ制御回路(制御部)
142 直流電源(直流系統)
144 モータ(交流系統)
162 交流電源(交流系統)
164 負荷装置(直流系統)
180 コンバータ制御回路(制御部)
174 リアクトル
900 空気調和機
QA1~QA6,QD1~QD4 スイッチング素子(主回路スイッチング素子)
DA1~DA6,DD1~DD4 還流ダイオード
VE 主直流電圧(直流電圧)
VG 直流電圧

請求の範囲

[請求項1]
 直流系統と交流系統との間に設けられ、電力変換を行う複数の主回路スイッチング素子と、
 複数の前記主回路スイッチング素子の各々に逆並列接続された複数の還流ダイオードと、
 少なくとも一部の前記還流ダイオードに接続され、対応する前記還流ダイオードが遮断する際に、前記直流系統における直流電圧よりも低い逆電圧を、対応する前記還流ダイオードに印加する逆電圧印加回路と、
 前記逆電圧印加回路を制御する制御部と、
 を備え、
 前記逆電圧印加回路は、それぞれ、
 前記直流系統における直流電圧よりも低い直流電圧を発生させる低電圧電源と、
 キャパシタと、
 前記低電圧電源と前記キャパシタとの間に接続された逆電圧印加スイッチング素子と、
 前記キャパシタに蓄積された電荷によって対応する前記還流ダイオードに逆電圧を印加するように、前記キャパシタと前記還流ダイオードとの間に接続された逆電圧印加ダイオードと、
 を備える
 ことを特徴とする電力変換回路。
[請求項2]
 前記逆電圧印加スイッチング素子は、前記主回路スイッチング素子よりも耐圧が低く、
 前記逆電圧印加スイッチング素子と、前記キャパシタとは、前記低電圧電源の正極と負極との間に直列接続され、
 前記逆電圧印加ダイオードは、前記還流ダイオードよりも逆回復時間が短く、前記キャパシタと前記還流ダイオードとの間に接続されている
 ことを特徴とする請求項1に記載の電力変換回路。
[請求項3]
 前記逆電圧印加回路は、全ての前記還流ダイオードのうち一部に対してそれぞれ接続され、他の前記還流ダイオードには接続されていない
 ことを特徴とする請求項2に記載の電力変換回路。
[請求項4]
 前記逆電圧印加ダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体で構成されている
 ことを特徴とする請求項1に記載の電力変換回路。
[請求項5]
 前記主回路スイッチング素子と前記交流系統との間に接続されたリアクトル
 をさらに備え、
 前記制御部は、前記交流系統から前記直流系統に向かって電力を供給する際に、前記交流系統における交流電圧の半周期の期間内に、前記交流系統と前記リアクトルとを断続的に複数回直結するように、前記主回路スイッチング素子を制御する
 ことを特徴とする請求項1に記載の電力変換回路。
[請求項6]
 請求項1ないし5の何れか一項に記載の電力変換回路を備える
 ことを特徴とする空気調和機。

図面

[ 図 1]

[ 図 2]

[ 図 3]

[ 図 4]