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1. CN101836370 - Radio communication device and radio reception method

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无线通信设备和无线接收方法


相关申请的交叉参考引用
本申请要求在2007年10月23日递交的编号为2007-275087的日本专利申请的优先权和权益,以引用的方式将该专利申请的全部内容并入此处。
技术领域
本发明涉及能够使用多个天线来分集合并接收信号的无线通信设备和无线接收方法。
背景技术
存在着使用多个天线增加接收增益以在基站或移动终端处提高接收性能的已知移动无线通信系统。
在此,存在着作为导致接收性能恶化的因素之一的衰落。衰落是这样一种现象:由于基站间的建筑、交通工具、树木等的反射、折射和散射,从基站或移动终端发射的无线信号通过多个路径到达,并呈现为多径信号。当这种多径衰落发生时,接收到的功率在接收天线端发生波动。从而,在接收端准备多个天线以增加接收到的功率,并因而降低多径衰落的影响。
图9是示出了传统无线通信设备的主要部分的示意性配置的功能框图,这种传统无线通信设备降低了这种多径衰落的影响以增加接收增益。为该无线通信设备提供多个天线101-1至101-M。通过对应的接收单元102-1至102-M对天线101-1至101-M接收到的到达信号进行接收处理和A/D变换。合并电路103对来自这些接收电路102-1至102-M的输出信号进行分集合并,以使得经合并的接收功率最大,此后,经合并的接收信号由均衡器104进行均衡,然后由解码单元105进行纠错和解码。
在此,已知一种作为在合并电路103处用于合并多个接收信号的方法的示例方法,在该方法中,使用在接收信号中插入的已知信息信号来针对每一个天线计算天线权重,以该天线权重,利用MMSE(最小均方误差),接收到的已知信息信号的相位误差最小,并且基于所计算的天线权重,对来自接收单元的接收信号的相位进行校正,并合并接收信号以获得具有最够高SNR(信噪比)的经合并的接收信号(例如,参见专利文献1)。
在图9示出的传统无线通信设备中,在合并来自接收单元的接收信号之前,合并电路103执行第一均衡以校正每个接收信号的相位,然后均衡器104基于已知信息信号的幅度对经合并的接收信号执行第二均衡。此外,解码电路105使用在均衡器104对经合并信号的第二均衡中生成的可靠性信息(经合并功率)来对经合并的接收信号执行纠错并对其进行解码,然后,输出结果。例如,在专利文献2中公开了使用这种可靠性信息的纠错方法。
此外,作为用于合并多个天线接收的合并信号的另一种方法,还已知MRC(最大比合并),在MRC中,使用在接收信号中插入的已知信息信号来校正天线接收的信号的相位,并根据对应的已校正相位接收信号的电平来加权和合并接收信号,以使得经合并的接收功率变大。
专利文献1:JP 2003-501971T
专利文献2:WO 2004/082182
发明内容
技术问题
当在多径环境中对具有延迟的到达波进行混合并对具有相对于主信号的时间差的干扰波进行叠加时,以上专利文献1中描述的MMSE合并方法抑制干扰波以保证SNR。从而,在超出MMSE移除干扰波的能力而对很多具有延迟的到达波进行混合时,不能够保证正常接收所需的SINR(信号干扰噪声比),从而增加了接收符号的扩散。结果,当对经合并的接收信号执行纠错时,校正出错的可能性非常高。
当接收天线的数目小时,这种具有延迟的到达波导致的多径衰落的影响特别明显。从而,关于因为其结构而难以提供多个天线的接收设备,特别是在要求高SINR的调制方案(如,QAM(正交幅度调制))的情况下,由于接收符号的扩散增加的影响,很多具有延迟的到达波使得不可能获得足够的信号分量。结果,不能正确地执行校正,导致不能建立通信的情形。
另一方面,在MRC的合并方法中,根据相位已校正信号中每一个的电平来对每一个信号进行加权,以使得经合并的接收功率变大。从而,当对具有延迟的多个到达波进行混合时,不能保证正常接收所需的SINR。然而,当具有延迟的到达波的数目小或者为零时,与MRC相比,通过MMSE对接收信号进行合并的方法可以更容易地获得信号分量。
从而,在像使用多个天线的传统无线通信设备中一样固定合并接收信号的方法时,在接收信号的条件持续变化的无线环境中同等地稳定通信质量变得很难。
从而,鉴于以上问题,本发明的目的是提供能够降低多径衰落的影响的无线通信设备和无线接收方法,以使得即使当接收天线的数目小时,也可以维持持续稳定的接收条件。
技术方案
为了实现以上目的,根据本发明的第一方面,一种无线通信设备,具有多个天线并用于对所述多个天线接收的信号进行分集合并,所述无线通信设备包括:
第一合并单元,用于基于第一算法对所述多个天线的接收功率进行合并;
第二合并单元,用于基于不同于所述第一算法的第二算法对所述多个天线的接收功率进行合并;
确定单元,用于基于所接收的信号确定是否有延迟波;以及
控制单元,用于取决于所述确定单元的确定结果选择所述第一合并单元和所述第二合并单元中的任一个,并控制所选的合并单元对所述多个天线的接收功率进行合并。
根据本发明的第二方面,在根据第一方面的无线通信系统中,
当所述确定单元确定没有延迟波时采用的第一合并单元使用最小均方误差法来对所述多个天线接收的信号进行加权和合并,以及
当所述确定单元确定有延迟波时采用的第二合并单元基于所述多个天线的接收功率计算合并权重比,并基于所计算的合并权重比对所述多个天线接收的信号进行加权和合并。
根据本发明的第三方面,在根据第二方面的无线通信系统中,
所述合并权重比基于所述多个天线的接收功率的天线合并幅度和每个天线的接收功率的幅度被计算为针对每个天线的天线可靠性比,并且基于对应的天线可靠性比分别对各个天线接收的信号进行加权并进行合并。
根据本发明的第四方面,在根据第一方面的无线通信系统中,
多个天线接收的、将被所述第一合并单元和所述第二合并单元合并的信号是正交频分复用(OFDM)接收信号。
根据本发明的第五方面,在根据第一方面的无线通信系统中,
所述确定单元包括计算单元,用于通过对所述多个天线接收的各个信号执行离散傅里叶变换来计算脉冲序列,并且
基于所述计算单元计算的脉冲序列中主到达波和具有延迟的到达波之间的增益比以及所述主到达波和具有延迟的最后到达的波之间的时间差,确定是否有延迟波。
根据本发明的第六方面,在根据第五方面的无线通信系统中,
所述确定单元在所述计算单元所计算的脉冲序列中的所述增益比和所述时间差分别小于对应阈值时,确定没有延迟波;并且
在所述增益比和所述时间差中至少有一个等于或大于所述对应阈值时,确定有延迟波。
此外,为了实现以上目的,根据本发明的第七方面,一种用于对多个天线接收的信号进行分集合并的无线接收方法,所述方法包括:
取决于是否有延迟波,基于第一算法或第二算法,对所述多个天线的接收功率进行合并,其中,所述第二算法不同于所述第一算法。
发明的有益效果
根据本发明,取决于是否有延迟波,基于不同算法对多个天线的接收功率进行合并,以使得可以通过与存在或不存在延迟波相适合的算法对接收功率进行合并。从而,可以降低多径衰落的影响并从而维持始终稳定的接收条件。
附图说明
图1是示出了根据本发明的实施例的无线通信设备的主要部分的示意性配置的功能框图;
图2示出了图1中示出的确定单元的示意性配置的功能框图;
图3是示例了图2中示出的脉冲响应检测电路所计算的脉冲序列的的图;
图4是示出图1中示出的无线通信设备的接收操作的示例性流程图;
图5是示出了当“有延迟波”时,图1中示出的合并单元的配置的功能框图;
图6是示例了OFDM方案中导频布置的图,用于解释图1中示出的无线通信设备的示例性操作;
图7是示出了当“没有延迟波”时,图1中示出的合并单元的配置的功能框图;
图8是通过对使用不同的合并方法由图1中示出的无线通信设备生成的经合并的接收信号的FER特性的仿真结果进行比较来示出的图;以及
图9是示出了传统无线通信设备的主要部分的示意性配置的功能框图。
参考符号
11-1至11-M  天线
12-1至12-M  接收单元
13          合并单元
14          解码单元
15          确定单元
16          控制单元
21-1至21-M  均衡器
22          合并权重生成电路
23          合并电路
24          均衡器
26-1至26-M  开关
27-1至27-M  开关
28          开/关开关
29          开关
30          开关
31          开/关开关
41-1至41-M  离散傅里叶变换(DFT)电路
42          脉冲响应检测电路
43          确定电路
具体实施方式
将参考附图对本发明的实施例进行描述。
图1是示出了根据本发明的实施例的无线通信设备的主要部分的示意性配置的功能框图。向该无线通信设备提供多个天线11-1至11-M、用于处理天线11-1至11-M接收的信号的接收单元12-1至12-M、用于对接收单元12-1至12-M的输出进行分集合并的合并单元13、用于解码经合并的接收信号的解码单元14、用于基于来自接收单元12-1至12-M的输出确定是否有延迟波的确定单元15、以及用于取决于确定单元15的确定结果来控制合并单元13的合并处理的控制单元16。
在根据本实施例的无线通信设备中,取决于确定单元15确定是否有延迟波的确定结果,根据不同算法,控制单元16控制合并单元13合并来自接收单元12-1至12-M的输出。特别地,当确定单元15确定没有延迟波时,根据作为第一算法的图9中描述的已知MMSE来执行合并,以及当确定单元15确定有延迟波时,根据除MMSE外的第二算法来执行合并。
在此,作为第二算法,可以使用上述已知的MRC。然而,在根据本实施例的无线通信设备中,基于取决于接收单元12-1至12-M的接收功率的天线合并幅度和与每个天线相对应的接收单元的接收功率的幅度,计算针对每个天线的天线可靠性比,接收单元12-1至12-M是分别与天线11-1至11-M相对应的。接着,基于对应的天线可靠性比分别对与天线对应的接收单元的接收信号进行加权,并进行合并以生成经合并的接收信号。
从而,向合并单元13提供分别与接收单元12-1至12-M相对应的均衡器21-1至21-M、合并权重生成电路22、合并电路23和均衡器24。还向合并单元13提供输入侧开关26-1至26-M、用于旁路均衡器21-1至21-M的输出侧开关27-1至27-M、对合并权重生成电路22到合并电路23的天线可靠性比输出线进行连接/断开的开/关开关28、用于旁路均衡器24的输入侧开关29和输出侧开关30、以及对均衡器24到解码单元14的可靠性信息输出线进行连接/断开的开/关开关31。
此外,如图2的功能框图所示,向确定单元15提供用于对接收单元12-1至12-M的输出分别执行离散傅里叶变换的DFT(离散傅里叶变换)电路41-1至41-M、用于基于来自DFT电路41-1至41-M的输出计算接收信号的脉冲序列的脉冲响应检测电路42、以及用于基于来自脉冲响应检测电路42的输出确定是否有延迟波的确定电路43。
确定电路43基于从脉冲响应检测电路42获得的脉冲序列计算首先到达的主到达波和后续到达的具有延迟的各个到达波之间的增益比,以及主到达波和具有延迟的最后到达的波之间的时间差,并基于该增益比和时间差确定是否有延迟波,然后向图1所示的控制单元16输出结果。
例如,如图3所示,当脉冲响应检测电路42计算出脉冲序列有增益为A的主到达波、增益为A′的具有延迟的到达波和增益为A″的具有延迟的最后到达的波(以时间差dt在主到达波后到达)时,确定电路43计算主到达波和对应的具有延迟的到达波之间的增益比A′/A和A″/A,并将这些增益比与给定的阈值C相比较,还将时间差dt与阈值T相比较。结果,确定电路43在A′/A<C、A″/A<C并且dt<T的情况下确定“没有延迟波”,在至少一个增益比等于或大于阈值C或时间差dt等于或大于阈值T时确定“有延迟波”。基于误帧率(FER)特性等的仿真结果来适当地设置增益比的阈值C和时间差的阈值T。
因此,在本实施例中,确定单元15通过包括DFT电路41-1至41-M和脉冲响应检测电路42构成计算单元。
在图1中,当确定单元15的确定结果是“没有延迟波”时,控制单元16控制开关26-1至26-M和开关27-1至27-M,以使得在旁路均衡器21-1至21-M的情况下直接向合并电路23提供来自接收单元12-1至12-M的输出,并关闭开/关开关28来阻断从合并权重生成电路22到合并电路23的天线可靠性比输出线。此外,控制单元16控制开关29和开关30,以使得经由均衡器24向解码单元14提供来自合并电路23的输出,并开启开/关开关31使得可以从均衡器24向解码单元14提供可靠性信息。从而,合并单元23基于MMSE生成经合并的接收信号。
相反,当来自确定单元15的确定结果是“有延迟波”时,控制单元16控制开关26-1至26-M和开关27-1至27-M,以使经由对应的均衡器21-1至21-M向合并电路23提供来自接收单元12-1至12-M的输出,还控制开关29和开关30,以使得在旁路均衡器24的情况下向解码单元14提供来自合并电路23的输出。
此外,控制单元16开启开/关开关28,以使得可以从合并权重生成电路22向合并电路23提供天线可靠性比,并关闭开/关开关28以阻断从均衡器24到解码单元14的可靠性信息输出线。从而,合并电路23基于天线可靠性比生成经合并的接收信号。
图4是示出了依照本实施例的无线通信设备的接收操作的示意流程图。首先,确定单元15如上所述基于来自接收单元12-1至12-M的输出确定是否有延迟波,并向控制单元16提供结果(步骤S1)。控制单元16区分来自确定单元15的确定结果(步骤S2),并且作为结果,控制合并单元13在“没有延迟波”时基于MMSE生成经合并的接收信号(步骤S3)。控制单元16控制合并单元13在“有延迟波”时基于天线可靠性比生成经合并的接收信号(步骤S4)。此后,解码单元14对步骤S3或步骤S4处生成的经合并的接收信号执行解码处理,并对该经合并的接收信号进行纠错和解码(步骤S5)。
接下来,将描述当“有延迟波”时基于天线可靠性比的合并处理。在这种情况下,控制单元16如图5所示配置合并单元13,以使得对应的接收单元12-1至12-M分别对天线11-1至11-M接收的到达信号进行接收处理和A/D变换,并将来自这种接收单元12-1至12-M的输出信号分别提供给合并单元13中对应的均衡器21-1至21-M。
在此,关于天线11-1至11-M接收的到达信号,由于无线空间中多径环境的影响,其幅度和相位发生变化。在根据本实施例的无线通信设备中,分别向对应的均衡器21-1至21-M提供来自接收单元12-1至12-M的输出,从而使用已插入到达信号中的诸如训练序列或导频符号等已知信号,来针对每个接收路径独立地进行信道估计和对到达信号的幅度和相位中的变化的进行补偿的均衡补偿,以生成针对每个天线的可靠性信息(接收功率)和针对每个天线均衡补偿后的接收信号。
均衡器21-1至21-M向合并权重生成电路22提供对应天线的已生成的可靠性信息,并向合并电路23提供均衡补偿后的接收信号。合并权重生成电路22基于每个天线的输入可靠性信息计算天线合并幅度。接下来,合并权重生成电路22基于所计算的天线合并幅度和针对每个天线的可靠性信息来针对每个天线计算天线可靠性比,并向合并电路23提供针对每个天线计算的天线可靠性比作为合并权重比。
合并电路23基于来自合并权重生成电路22的各个天线的天线可靠性比(合并权重比)对来自均衡器21-1至21-M的均衡补偿后的接收信号进行加权,并合并接收信号以生成经合并的接收信号。接下来,合并电路23在对均衡器24旁路的情况下,向解码单元14提供经合并的接收信号。解码器单元14对从合并电路23提供的经合并的接收信号进行纠错和解码,并输出结果。
将使用示例对在“有延迟波”的情况中的合并处理进行更详细的描述,在该示例中,使用OFDM(正交频分复用)方案作为通信方案来执行多载波调制系统的无线通信。
图6是示例了OFDM方案中导频布置的图。该示例示出了关于14×4的符号的情况,该14×4的符号在频率轴(f)的方向上有14个符号(即,14个载波)并在时间轴(t)的方向上有4个符号,分别将导频分配到具有子载波索引1,13的OFDM符号索引2,4和具有子载波索引5,9的OFDM符号索引1,3中。
在根据本实施例的无线通信设备中,首先在均衡器21-1至21-M处估计导频的信道特性。此后,将所估计的信号特性插值到沿时间轴方向的数据符号中,并使用所插值的信道特性和沿频率轴方向的导频的信道特性将信道特性插值到沿频率轴方向的数据符号中。
从而,均衡器21-1至21-M首先提取导频,并使用以下的表达式(1)估计(计算)所提取导频的传输信道特性。
(0<a<N A )
f;存在导频的子载波索引
t:存在导频的OFDM符号索引
a:天线索引
N A :天线数
在以上表达式(1)中,使用以下表达式(2)计算频率响应信息C f,t (a)和A f,t (a)。
x f,t :天线a中在(f,t)处的复输入信号
r f,t :在(f,t)处的参考信号
*:复共轭
在如上估计了各个导频的信道特性后,均衡器使用在时间轴方向上顺序布置的导频的信道特性,来通过以下的表达式(3)在时间轴方向上对数据符号的信道特性执行线性插值。
(t-1<m<t)
N T :相邻导频之间的OFDM符号间隔
此后,均衡器21-1至21-M使用在时间轴方向上估计的导频的信道特性和在数据符号中插值的信道特性,来通过以下的表达式(4)在频率轴方向上对数据符号的信道特性进行线性插值。
频率上升线性插值
(f-1<n<f)
N F :相邻导频之间的子载波间隔
在如上对各个数据符号的信道特性进行估计后,均衡器21-1至21-M通过以下的表达式(5)使用所估计的结果对数据符号的接收信号执行信道均衡,并向合并电路23提供结果。
此外,均衡器21-1至21-M使用以下的表达式(6)来计算接收功率,作为针对对应天线的每个符号的可靠性信息,并向合并权重生成电路22提供结果。
HI f,t (a):天线a在(f,t)处的信道特性的I分量
HQ f,t (a):天线a在(f,t)处的信道特性的Q分量
合并权重生成电路22使用以下的表达式(7),基于来自均衡器21-1至21-M的每个天线的可靠性信息(接收功率)来计算天线合并幅度。基于所计算的天线合并幅度和每个天线的接收功率幅度,合并权重生成电路22使用以下的表达式(8),针对每个天线计算天线可靠性比来作为合并权重比,并在此后向合并电路23提供针对每个天线的天线可靠性比。
合并电路23通过以下表达式(9),使用以上表达式(8)中示出的来自合并权重生成电路22的对应天线的天线可靠性比,对在以上表达式(5)中示出的来自均衡器21-1至21-M的均衡补偿后的接收信号进行加权,并对接收信号进行分集合并以生成经合并的接收信号。接下来,合并电路23向解码单元14提供所生成的经合并的接收信号。解码单元14对从合并电路23提供的经合并的接收信号进行纠错并对其进行解码。
接下来,将描述当“没有延迟波”时MMSE的合并处理。在这种情况下,控制单元16如图7所示配置合并单元13。在无线通信设备中,以与针对图9的描述相同的方式,对应的接收单元12-1至12-M对天线11-1至11-M接收的到达信号进行接收处理和A/D变换。向合并电路23输入来自接收单元12-1至12-M的输出信号。合并电路23使用插入到到达信号中的诸如训练序列或导频符号等已知信号,对来自接收单元12-1至12-M的信号输入执行用于校正相位的第一均衡,并基于MMSE对其进行分集合并,使得经合并的接收功率最大,以生成经合并的接收信号。
此后,合并单元13基于已知信息信号的幅度使用均衡器24对经合并的接收信号执行第二均衡,并将其提供给解码单元14。解码单元14使用可靠性信息(合并功率)对经合并的接收信号执行纠错,并输出解码结果,可靠性信息在针对经合并的接收信号的第二均衡处理中由均衡器24生成。
因此,在本实施例中,第一合并单元被构建为包括合并电路23和均衡器24,第二合并单元被构建为包括均衡器21-1至21-M、合并权重生成电路22和合并电路23。
图8示出了当根据本实施例的无线通信设备生成经合并的接收信号并对经合并的接收信号执行解码处理时的FER特性的仿真结果。图8(a)示出了当基于天线可靠性比生成经合并的接收信号时的仿真结果,图8(b)示出了当基于MMSE生成经合并的接收信号时的仿真结果。仿真条件如下:接收天线的数目为2,并且使用ITU-R M.1225定义的车辆-A作为延迟模型。该延迟模型的延迟时间,亦即主到达波和最后到达的波之间的时间差dt大约为2.4μs。此外,车辆速度是120(km/h)。使用OFDM方案作为通信方案,并仿真根据QPSK、16QAM和64QAM的调制方案的FER特性。分别将QPSK、16QAM和64QAM的码率设置为1/2、3/4和5/6。
由图8显而易见,当时间差dt有大约2.4μs时,在使用图8(b)中示出的MMSE的情况下,FER特性的恶化很显著,在要求高SINR的16QAM和64QAM的调制方案中尤其如此。相反,在使用图8(a)中示出的天线可靠性比的情况下,可以维持稳定的接收条件。因此,当时间差dt是2.4μs时,设置时间差的阈值T,以基于天线可靠性比来生成经合并的接收信号。
如上所述,在根据本实施例的无线通信设备中,当确定单元15确定“有延迟波”时,合并权重生成电路22基于与多个天线11-1至11-M中的每一个相对应的接收功率,计算针对每个天线的天线可靠性比作为合并权重比,即包络信息。基于针对各个天线的计算出的可靠性比,合并电路23对天线11-1至11-M接收的对应信号进行加权,并对它们进行分集合并。从而,可以减少具有延迟的到达波所造成的多径衰落的影响并且即使在接收天线的数目很小时也能维持稳定的接收条件。
此外,当确定单元15确定“没有延迟波”时,基于MMSE对天线11-1至11-M接收的信号进行加权和分集合并。从而,MMSE的噪声移除效果使获得恒定的SNR值并维持稳定的接收条件是可能的。
应该注意的是,本发明不限于以上实施例,并且可以实现很多变型和修改。例如,当在以上实施例中基于天线可靠性比生成经合并的接收信号时,使用合并权重生成电路22计算的天线合并幅度在解码单元14处确定符号位置以执行解码处理。从而,还可以改进解码处理的衰落持久性。此外,当基于MMSE生成经合并的接收信号时,例如计算天线合并幅度并提供给解码单元14,从而解码单元14可以校正来自均衡器24可靠性,然后执行解码处理。在这种情况下,还可以改进解码处理的衰落持久性。
此外,合并多个天线接收的信号的第一算法不限于MMSE,可以应用其它已知的算法。类似地,第二算法也不限于以上计算天线可靠性比来合并信号的方法,也可以应用其它已知的算法;例如,可以应用已知的MRC来合并信号。此外,可以将本发明应用于使用根据无线条件来切换调制方案的自适应调制方案的无线通信设备,在这种情况下,还可能将增益比的阈值C设置在主到达波和各个具有延迟的到达波之间,以及将时间差的阈值T设置在主到达波和最后到达的具有延迟的波之间。此外,不仅可以将本发明应用于诸如OFDM方案的多载波调制方案,也可以应用于对多个天线接收的信号进行分集合并的广泛的无线通信设备。