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1. (CN105531594) Current detector and power converter
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电流检测器和电力变换装置


技术领域
本发明涉及一种对流过电感器的电流进行检测的电流检测器以及使用 该电流检测器的电流检测值对半导体开关元件进行导通/截止控制以进行电 力变换的电力变换装置。
背景技术
在使直流电压上升或下降的斩波器(chopper)中,存在一种对流过用于蓄 积能量的电感器的电流进行检测并基于该电流的检测值对半导体开关元件 进行导通/截止控制的斩波器。
图5表示具备主电路的电流检测功能的一般的降压斩波器。在图5中,在 直流电源11的两端,MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor:金属氧化物半导体场效应管)等半导体开关元件12与二极管13互 为反向地串联连接。另外,在二极管13的两端串联连接有电感器14、电流检 测部15以及平滑电容器16,在平滑电容器16的两端连接有负载17。此外,12d 表示寄生二极管。
在该降压斩波器中,使半导体开关元件12导通来在电感器14中蓄积能 量。另外,使半导体开关元件12截止来放出电感器14的蓄积能量,将该能量 经由二极管13供给到平滑电容器16,由此实现降压动作。
在控制电路30中,使用从电流检测部15输出的电流(主电路电流)I L 的检 测值以及从平滑电容器16得到的输出电压V out 的检测值来使半导体开关元件 12导通/截止,进行使输出电压V out 与指令值一致的反馈控制。
作为电流检测部15,例如有使用分流电阻、霍尔CT(Current-Transformer: 电流互感器)的电路,通过这些部件来将电流I L 换算为电压值。
另一方面,作为对电感器的电流进行检测的其它以往技术,例如在专利 文献1中示出了以下方法:在电感器中具备主绕组和辅助绕组,将辅助绕组 的一端与电感器的主绕组的一端连接来检测辅助绕组的另一端与主绕组的 另一端之间的电压。
图6是对图5中的电流检测部15应用了专利文献1所记载的以往技术的情 况下的电路图,141是电感器14的主绕组,142是辅助绕组,20是电压检测部。 主绕组141与辅助绕组142是沿同一方向卷绕的,匝数也相等。此外,a、b是 主绕组141的一端和另一端,a’、b’是辅助绕组142的一端和另一端。
在此,主绕组141串联连接于主电路(图5中的半导体开关元件12的输出 侧与平滑电容器16的一端之间)。另外,辅助绕组142的一端a’连接于主电路, 辅助绕组142的另一端b’与主绕组141的另一端b一起连接于电压检测部20。
在图6中,如果电压检测部20的输入阻抗足够大,则电流I L 流过主绕组141 而不流过辅助绕组142,因此仅在主绕组141中产生因主绕组141的绕组电阻R 产生的压降(R·I L )。
另外,通过未图示的半导体开关元件的开关动作,在主绕组141的两端 产生大小为(L·dI L /dt)的交变电压。此外,L是主绕组141的电感。
在此,主绕组141和辅助绕组142具有与匝数比1:1的变压器的初级绕组 和次级绕组相同的关系,因此在辅助绕组142的两端,以相同的极性产生与 在主绕组141的两端产生的交变电压(L·dI L /dt)相等大小的电动势。
因而,各自的一端a、a’为相同电位的主绕组141和辅助绕组142的另一端 b、b’之间的电压仅为流过主绕组141的电流I L 所产生的压降(R·I L ),该电压 被电压检测部20所检测。因此,只要预先测定主绕组141的绕组电阻R,控制 电路就能够根据电压检测部20的电压检测值V(=R·I L )的关系来求出电流I L
专利文献1:日本特开平3-178555号公报(第3页右上栏第17行~右下栏第 20行、第1图等)
发明内容
发明要解决的问题
众所周知,电感器的绕组的电阻值依赖于绕组材料(铜)的温度,因此, 当如向重负载供给电力的情况那样、绕组温度变高时,绕组电阻也变大。例 如,在温度上升了80[K]的情况下,绕组电阻R变得高达1.3倍,因此在以绕 组电阻R是固定值为前提的专利文献1的以往技术中,电流检测值的误差显著 变大,并不实用。
因此,本发明的解决课题在于提供一种不受电感器的绕组温度的影响而 能够准确地检测流过电感器的主电路电流的大小的电流检测器以及使用该 电流检测器的电力变换装置。
用于解决问题的方案
为了解决上述问题,本发明涉及一种对通过半导体开关元件的开关动作 而流过电感器的主电路电流进行检测的电流检测器以及使用该电流检测器 的电力变换装置,其中,电感器具备匝数相等的主绕组和辅助绕组,且以在 主绕组和辅助绕组中通过开关动作所产生的电动势被抵消的方式被连接。
而且,第一发明所涉及的电流检测器具备电压检测部,主绕组的一端和 辅助绕组的一端连接于主电路线路,该主绕组的另一端和该辅助绕组的另一 端分别连接于该电压检测部的输入端子,该电压检测部仅检测主绕组的另一 端与辅助绕组的另一端之间的电压。
并且,该电流检测器具备:温度检测部,其检测主绕组的温度;以及电 流运算部,其基于该温度检测部的检测温度来对主绕组的绕组电阻进行校 正,使用校正后的绕组电阻和电压检测部的电压检测值来运算流过主绕组的 主电路电流。
此外,如第二发明所述的那样,期望的是,所述电流运算部使用与半导 体开关元件的开关动作同步地进行采样得到的电压检测值来运算主电路电 流。
另外,在第三发明所涉及的电流检测器中,主绕组是将多个线材并联连 接来构成的,辅助绕组的线材的数量为主绕组的并联连接数以下。
并且,如第四发明所述的那样,能够设为辅助绕组的线材的直径比主绕 组的线材的直径细。
第五发明所涉及的电流检测器是利用变压器的次级绕组来代替所述辅 助绕组而成的。
即,该发明具备变压器,该变压器具备初级绕组和匝数比与该初级绕组 相同的次级绕组,该初级绕组与电感器并联连接,该电感器串联连接于主电 路线路。另外,具备电压检测部,电感器的一端和次级绕组的一端连接于主 电路线路,该电感器的另一端和该次级绕组的另一端分别连接于该电压检测 部的输入端子,在电感器和次级绕组中通过开关动作所产生的电动势被抵 消,该电压检测部仅检测电感器的另一端与次级绕组的另一端之间的电压。
还具备:温度检测部,其检测电感器的温度;以及电流运算部,其基于 温度检测部的检测温度来对电感器的绕组电阻进行校正,使用校正后的绕组 电阻和电压检测部的电压检测值来运算流过电感器的主电路电流。
另外,第六发明所述的电力变换装置使用第一发明~第五发明中的任一 发明所述的电流检测器的电流检测值来控制半导体开关元件的开关动作,由 此对直流电力或交流电力进行变换。
发明的效果
根据本发明,即使因流过电感器的主电路电流产生的压降存在绕组温度 所引起的误差因素,也能够去除该误差因素,从而能够大幅提高电流检测精 度。
附图说明
图1A是表示本发明的第一实施方式的结构图。
图1B是图1A的电路图。
图2是波形图。
图3是表示本发明的第一实施方式的变形例的电路图。
图4是表示本发明的第二实施方式的电路图
图5是一般的降压斩波器的电路图。
图6是专利文献1所记载的以往技术的电路图。
具体实施方式
下面,按图来说明本发明的实施方式。
首先,图1A是本发明的第一实施方式所涉及的电流检测器的结构图,图 1B是其电路图。该电流检测器例如像图5所示那样连接于半导体开关元件12 的输出端子与平滑电容器16的一端之间,用于检测流过电感器的电流(主电 路电流)I L ,通过控制电路30使半导体开关元件12进行开关动作,将输出电压 V out 控制为与指令值一致。
在图1A、图1B中,在电感器3的铁芯4上沿同一方向卷绕有匝数相等的 主绕组1和辅助绕组2。主绕组1和辅助绕组2的作为卷绕起点的一端1a、2a与 主电路线路50连接,该主电路线路50如图5所示那样与电力变换装置的输出 侧连接。另外,主绕组1和辅助绕组2的作为卷绕终点的另一端1b、2b分别与 电压检测部5的输入侧连接,该电压检测部5检测主绕组1和辅助绕组2的另一 端1b、2b之间的电压并放大该电压。
主绕组1与辅助绕组2是沿同一方向卷绕的,匝数也相等,因此与图6的 主绕组141和辅助绕组142同样地,随着半导体开关元件的开关动作而在主绕 组1和辅助绕组2各自的两端产生的交变电压(L·dI L /dt)的大小和极性相等。 即,根据图1B可以明确的是,主绕组1、辅助绕组2以及电压检测部5的连接 关系与图6中的主绕组141、辅助绕组142以及电压检测部20的连接关系相同。
另外,7是检测主绕组1的温度的热敏电阻等温度检测元件,该温度检测 元件7的输出与电压检测部5的输出一起被输入到包括微型计算机等的电流 运算电路6。
该电流运算电路6具备根据由温度检测元件7检测出的主绕组1的温度对 主绕组1的绕组电阻进行校正的功能来作为第一功能,具备使用校正后的绕 组电阻对电压检测部5的电压检测值进行校正的功能来作为第二功能。此外, 在第二功能中,也能够对在开关动作时因主绕组1的漏感而产生的电压检测 值V的增加量、减少量的不均衡所引起的误差进行校正。
接着,说明该第一实施方式的动作。
当通过半导体开关元件的开关动作而流过电流I L 时,根据与图6同样的原 理,主绕组1和辅助绕组2中产生的电动势(L·dI L /dt)被抵消,仅依赖于主绕 组1的绕组电阻R的电压V被电压检测部5检测后输入到电流运算电路6。与此 同时,主绕组1的温度被温度检测元件7检测后输入到电流运算电路6。
在此,主绕组1的温度-电阻特性是已知的,因此电流运算电路6使用根 据主绕组1的检测温度进行校正后的绕组电阻R以及电压检测部5的电压检测 值V,根据V=R·I L 的关系来运算电流I L 。由此,能够消除绕组温度的不同所 引起的测定误差。
此外,在将热敏电阻用作温度检测元件7的情况下,也有可能由于热敏 电阻的温度特性的非线性而产生误差。但是,电流运算电路6将该非线性考 虑在内地对绕组电阻R进行校正是容易的,能够大幅减少电流I L 的运算误差。
然而,随着开关动作,会由于主绕组1的漏感而在电压检测值V的增加量 与减少量之间产生不均衡,由此导致电压检测值V的平均值V average 产生误差。
图2是本实施方式中的电流I L 和电压检测值V的示意性波形图,电压检测 值V的波形中的阴影线部分的面积S 1 、S 2 依赖于主绕组1的励磁电感与漏感之 比、半导体开关元件的导通比(导通占空比)、电抗器3的两端电压,因此能够 通过电流运算电路6的运算来进行估计。
在此,关于半导体开关元件的导通比、电抗器3的两端电压,能够从控 制电路获取信息,但是关于主绕组1的电感成分,相对于设计值存在个体偏 差,因此有可能无法得到高精度的值。
因此,在本实施方式中,一边以开关频率的2倍的频率进行采样一边观 测电压检测值V的波形,针对该观察波形,利用面积S 1 、S 2 相等这一情况, 考虑半导体开关元件的导通比来运算平均值V average 。由此,能够不受主绕组1 的漏感的影响而无误差地求出平均值V average
图2中的t s 表示采样定时,该定时相当于半导体开关元件的导通期间Δt on 、 截止期间Δt off 各自的中点。
电流运算电路6只要使用这样检测出的平均值V average 以及进行温度校正 后的绕组电阻R并根据V=R·I L 的关系来运算电流I L (其平均值I average )即可。
此外,在使按照规定的导通比来控制半导体开关元件的控制电路(微型 计算机)具有电流运算电路6的功能的情况下,只要仅追加软件即可,无需另 外设置例如专用于取入导通比的电路。
这样,根据本实施方式,能够高精度且高速地检测主电路电流I L 的大小 以控制电力变换装置的半导体开关元件。
此外,在将电流检测值仅用于电力变换装置的低速控制、电流监视的情 况下,只要在电压检测部5的输出侧连接低通滤波器来去除主绕组1的漏感所 产生的影响即可。
在本实施方式中,如果电压检测部5的输入阻抗大,则主电路电流不会 流过辅助绕组2,因此如果将直径比主绕组1的线材的直径细的线材用于该辅 助绕组2,则能够抑制成本的增加。
另外,在大电流用的电感器中,构成为将多个主绕组并联连接的结构的 情况多。在该情况下,作为变形例,也可以如图3所示的单匝型的电感器3A 那样,将相互并联连接的主绕组1A的多根线材中的1根作为辅助绕组2,将该 辅助绕组2的另一端连接于电压检测部5。在该情况下,也可以将多根线材并 联连接来构成辅助绕组2,无论是哪种情况,只要处于主绕组1A的线材的并 联数N>辅助绕组2的线材的并联数M的关系即可。
接着,图4是表示本发明的第二实施方式的电路图。在图4中,对与图1A、 图1B、图3共同的结构部分标注同一标记,下面以不同点为中心来进行说明。
在第一实施方式中使用了改造后的电感器3、3A,但是第二实施方式不 需要对电感器本身进行改造。
即,在图4中,与主电路线路50串联连接的电感器仅由主绕组1构成。另 外,8是匝数比为1:1的变压器,其初级绕组8A与主绕组1并联连接。并且, 次级绕组8B的一端与主绕组1的一端连接,次级绕组8B的另一端与电压检测 部5的一个输入端子连接。此外,在电压检测部5的另一个输入端子上与第一 实施方式同样地连接有主绕组1的另一端。
根据本实施方式,将与电感器并联连接的变压器8的次级绕组8B用作辅 助绕组,由此即使不对电感器本身进行改造也能够得到与第一实施方式相同 的作用效果。
产业上的可利用性
本发明能够利用于通过使用由各实施方式所涉及的电流检测器得到的 电流检测值对半导体开关元件进行导通/截止控制来对直流电力或交流电力 进行变换的升压斩波器、降压斩波器、逆变器、转换器等各种电力变换装置。 另外,对于这些电力变换装置的相形式(单相、多相)也没有特别限定。
附图标记说明
1、1A:主绕组;1a、2a:一端;1b、2b:另一端;2:辅助绕组;3、 3A:电感器;4:铁芯;5:电压检测部;6:电流运算电路;7:温度检测元 件;8:变压器;8A:初级绕组;8B:次级绕组;50:主电路线路。