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1. WO2020108301 - CIRCUIT D'ATTAQUE RÉSONANT

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说明书

发明名称 0001   0002   0003   0004   0005   0006   0007   0008   0009   0010   0011   0012   0013   0014   0015   0016   0017   0018   0019   0020   0021   0022   0023   0024   0025   0026   0027   0028   0029   0030   0031   0032   0033   0034   0035   0036   0037   0038   0039   0040   0041   0042   0043   0044   0045   0046   0047   0048   0049   0050   0051   0052   0053   0054   0055   0056   0057   0058   0059   0060   0061   0062   0063   0064   0065   0066   0067   0068  

权利要求书

1   2   3   4   5   6   7   8   9   10  

附图

1   2   3   4  

说明书

发明名称 : 一种谐振驱动电路

技术领域

[0001]
本发明涉及一种谐振驱动电路,特别涉及应用到高频、超高频场合的谐振驱动电路。

背景技术

[0002]
随着技术不断地发展,开关变换器向着高频、高效率、高功率密度、低成本、低高度的方向发展。但是在开关变换器高频化过程中,经常涉及到功率变换拓扑中开关管驱动所带来的损耗问题。而常规的电阻型驱动电路,其驱动损耗基本上是由驱动电阻及驱动线路上的寄生电阻所损耗,使得驱动能量被白白浪费掉,从而导致开关变换器的效率及性能有所下降。对于常规的电阻型驱动电路,其驱动功率的关系表达式为: (其中,Cgs为功率管栅源极电容,Vgs为功率管栅源极电压,f为驱动频率),根据该表达式可知,驱动频率越高,其驱动损耗也就越大,难以满足开关变换器工作在高频、超高频场合的应用。
[0003]
针对上述问题,文献《10MHz隔离型同步整流ClassΦ 2DC-DC变换器》给出了一种具有电压抬升自驱的谐振驱动电路,如图1所示,抬压电路包括稳压管Dz、电容C1、电阻Rz和电容C2,其利用稳压二极管来给驱动电压提供偏置电压,该谐振电压波形为正弦波。但是,稳压二极管稳定工作是需要提供一定的工作电流,存在一定的损耗,同时其稳压值会受稳压二极管器件差异等因素影响较大,对驱动电路的功耗及性能影响较大,难以广泛地应用实际产品中,特别是产品量产的一致性难以保证。
[0004]
对于高频、超高频开关变换器,如半桥型LLC变换器,其需要对一组桥式开关管进行驱动,并且由于不同型号功率开关管的开启阈值有所差异,所以要求驱动电路既能提供两路互补的驱动电压,又要求其驱动损耗极低,还能根据要求灵活设置驱动电路的偏置电压。
[0005]
发明内容
[0006]
有鉴于此,本发明提供一种谐振驱动电路,利用压控振荡器来产生谐振频率,实现驱动信号可调,通过在输出互差为180°的驱动电压上增加相同的偏置电压, 实现驱动电压的交点可由偏置电压进行设置,且驱动电路工作在谐振状态,损耗极小,能够满足高频、超高频变换器的低功耗、高性能驱动要求。
[0007]
本发明构思为:将开关变换器中功率管的输入电容Ciss经变压器折射到原边参与LC谐振,其中L为变压器的原边励磁电感,同时在变压器原边增加一个可调电容,这样产生谐振频率可调的驱动信号,能够保证该LC工作在谐振状态,使得驱动损耗最小。通过在变压器输出谐振驱动电压叠加上相同的偏置电压,使得驱动电压在所设置的阈值处产生交点且驱动电压对称,并对开关变换器中功率管进行驱动,如此减少驱动电压的死区对开关变换器的性能影响,并且驱动电路中的偏置电压可根据所选的功率管进行灵活配置,适用范围更广。
[0008]
为了达到上述的目的,本发明通过以下技术措施实现的:
[0009]
一种谐振驱动电路,包括压控振荡器、变压器、偏置电压电路、第一功率管、第二功率管、第一输入电容、第二输入电容、功率级电压输入端VIN、电源VCC、地GND;变压器包括一原边绕组和两副边绕组,变压器原边绕组并联在压控振荡器的输出的两端;
[0010]
变压器副边第一绕组同名端连接第一功率管栅极,变压器副边第一绕组异名端经偏置电压电路第一输出连接至第一功率管源极,第一输入电容并联在第一功率管栅极与源极之间,第一功率管漏极连接功率级电压输入端VIN;
[0011]
变压器副边第二绕组异名端连接第二功率管栅极,变压器副边第二绕组同名端经偏置电压电路第二输出连接至第二功率管源极,第二输入电容并联在第二功率管栅极与源极之间,第二功率管漏极连接第一功率管源极,第二功率管源极连接地GND。
[0012]
优选地,压控振荡器包括一负阻电路、一可变电容,负阻电路的一输入连接电源VCC,负阻电路另一输入连接地GND,可变电容的两端并联在负阻电路输出的两端,负阻电路的输出即为压控振荡器的输出。
[0013]
优选地,偏置电压电路包括偏置电路、第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容,偏置电路用于提供偏置电压,偏置电路一端连接电源VCC,偏置电路另一端连接第一二极管阳极和第二二极管阳极,第一二极管阴极连接变压器副边第一绕组异名端、第一电容一端,第一电容另一端连接第一功率管源极,第二二 极管阴极连接变压器副边第二绕组同名端、第二电容一端,第二电容另一端连接第二功率管源极与地GND。
[0014]
优选地,可变电容为压控电容或MOS变容管或变容二极管。
[0015]
优选地,变压器副边第一绕组和第二绕组的相位互差为180°。
[0016]
作为本发明一种谐振驱动电路另一种具体实施方式,应用于全桥型LLC变换器的驱动,包括压控振荡器、变压器、偏置电压电路、第一至第四功率管、第一至第四输入电容、功率级电压输入端VIN、电源VCC、地GND;变压器包括一原边绕组和副边第一至第四绕组,变压器原边绕组并联在压控振荡器输出的两端;
[0017]
变压器副边第一绕组同名端连接第一功率管栅极,变压器副边第一绕组异名端经偏置电压电路第一输出连接至第一功率管源极,第一输入电容并联在第一功率管栅极与源极之间,第一功率管漏极连接功率级电压输入端VIN;
[0018]
变压器副边第二绕组异名端连接第二功率管栅极,变压器副边第二绕组同名端经偏置电压电路第二输出连接至第二功率管源极,第二输入电容并联在第二功率管栅极与源极之间,第二功率管漏极连接第一功率管源极,第二功率管源极连接地GND;
[0019]
变压器副边第三绕组异名端连接第三功率管栅极,变压器副边第三绕组同名端经偏置电压电路第三输出连接至第三功率管源极,第三输入电容并联在第三功率管的栅极与源极之间,第三功率管的漏极连接功率级电压输入端VIN;
[0020]
变压器副边第四绕组同名端连接第四功率管栅极,变压器副边第四绕组异名端经偏置电压电路第四输出连接至第四功率管源极,第四输入电容并联在第四功率管的栅极与源极之间,第四功率管漏极连接第三功率管源极,第四功率管源极连接地GND。
[0021]
优选地,压控振荡器包括一负阻电路、一可变电容,负阻电路的一输入连接电源VCC,负阻电路另一输入连接地GND,可变电容的两端并联在负阻电路输出的两端,负阻电路的输出即为压控振荡器的输出。
[0022]
优选地,偏置电压电路包括偏置电路、第一至第四二极管、第一至第四电容,偏置电路一端连接电源VCC,偏置电路用于提供偏置电压,偏置电路另一端分别连接第一至第四二极管的阳极,第一二极管阴极连接变压器副边第一绕组异名端、第一电容一端,第一电容另一端连接第一功率管源极,第二二极管阴极连接变压 器副边第二绕组同名端、第二电容一端,第二电容另一端连接第二功率管源极,第三二极管阴极连接变压器副边第三绕组同名端、第三电容一端,第三电容另一端连接第三功率管源极,第四二极管阴极连接变压器副边第四绕组异名端、第四电容一端,第四电容另一端连接第四功率管源极。
[0023]
优选地,可变电容为压控电容或MOS变容管或变容二极管。
[0024]
优选地,变压器副边第一绕组和第二绕组的相位互差为180°,变压器副边第三绕组和第四绕组的相位互差为180°。
[0025]
本发明谐振驱动电路的有益效果为:
[0026]
(1)将功率管的输入电容折合到原边与变压器的原边励磁电感参与LC谐振,同时增设可调电容,能够实现谐振驱动且谐振频率可调,能够满足变频控制的开关变换器更广泛的应用,并且驱动损耗能达到最小;
[0027]
(2)通过在输出驱动电压上增加偏置电压,并可根据所选功率管的开启阈值进行偏置电压值的灵活配置,极大地减少驱动电压死区对开关变换器的性能影响,驱动电路适用性更加广泛。

附图说明

[0028]
图1现有技术一种抬压自驱动RGD电路原理图;
[0029]
图2为本发明谐振驱动电路第一实施例的电路原理图;
[0030]
图3为本发明谐振驱动电路第一实施例的仿真结果图;
[0031]
图4为本发明谐振驱动电路第二实施例的电路原理图。

具体实施方式

[0032]
第一实施例
[0033]
图2为本发明的第一实施例的电路原理图。
[0034]
电路具体电路包括:
[0035]
(1)压控振荡器:负阻电路、可变电容Cx;
[0036]
(2)变压器T1:一原边绕组P1、副边绕组N1、副边绕组N2;
[0037]
(3)偏置电压电路:偏置电路、二极管D1、二极管D2、电容C1、电容C2,偏置电路提供偏置电压Vbias;
[0038]
功率管S1、及功率管S1的输入电容Ciss1、功率管S2、及功率管S2的输入电容Ciss2;
[0039]
电源VCC、电源控制端Vc、功率级电压输入端VIN、地GND。
[0040]
本发明实现谐振驱动的第一实施例的连接关系如下:
[0041]
负阻电路一输入端连接电源VCC,负阻电路另一输入端连接地GND,作为参考地,负阻电路一输出端连接可变电容Cx的一端,同时作为压控振荡器的第一输出端,负阻电路的另一输出端连接可变电容Cx的另一端,同时作为压控振荡器的第二输出端,电压控制端Vc用于控制可变电容Cx的容值;
[0042]
变压器T1原边绕组P1的同名端与压控振荡器的第一输出端相连,变压器T1原边绕组的异名端与压控振荡器的第二输出端相连;变压器T1副边第一绕组N1的同名端连接于输入电容Ciss1的一端、功率管S1栅极,变压器T1副边第一绕组N1的异名端连接于二极管D1的阴极,并同时与电容C1的一端相连,电容C1的另一端与输入电容Ciss1的另一端、功率管S1源极相连,功率管S1漏极连接功率级电压输入端VIN;变压器T1副边第二绕组N2的异名端连接于输入电容Ciss2的一端、功率管S2栅极,变压器T1副边第二绕组N2的同名端连接于二极管D2的阴极,并同时与电容C2的一端相连,电容C2的另一端连接于电容Ciss2的另一端、地GND、功率管S2源极,功率管S2的漏极连接功率管S1源极;二极管D1和二极管D2的阳极连接在一起,同时与偏置电路的输出Vbias相连,偏置电路的输入与电源VCC相连。
[0043]
其中,负阻电路可由单MOS管或交叉耦合MOS对管构成,技术较为成熟,故不再赘述。
[0044]
其中,可变电容Cx可优选由两个具有压电效应的陶瓷电容串联构成,通过电压控制端Vc驱动控制其中一个电容的直流偏置电压值,进而可实现改变电容容值;可变电容Cx的另一种实现方式可采用电容矩阵形式,通过电压控制端Vc控制电压从而控制电容矩阵中的开关来实现电容投切到电路中,进而实现改变电容容值。通过这种方式实现了可变电容的效果。
[0045]
其中,偏置电压为由现有技术中的线性稳压电路或升降压电压产生所需的偏置电压值Vbias。
[0046]
本电路的工作原理描述如下:
[0047]
(1)根据电路连接关系可知,本实施例的谐振驱动电路的谐振频率f遵循
[0048]
公式:
[0049]
其中,Lm为变压器T1原边绕组的励磁电感Lm的感量,Cx为可变电容Cx的容值,Ciss1为输入电容Ciss1的容值,Ciss2为输入电容Ciss2的容值,N为变压器T1的原副边绕组匝数比;
[0050]
对于谐振驱动电路的驱动功率关系表达式可推导得到:
[0051]
[0052]
其中,Cgs为功率管栅源极连接的输入电容的容值,Rg为驱动回路寄生电阻的总和,Vgs为功率管栅源极电压,f为驱动频率;
[0053]
根据公式(2)可知,驱动频率越高,其驱动损耗也上升,相比于现有电阻型谐振驱动电路,因本实施例中驱动回路的寄生电阻Rg远小于常规电阻型驱动电路中的驱动电阻,故本实施例的谐振驱动损耗远小于常规的电阻型驱动电路的谐振驱动损耗。且本实施例的谐振驱动电路,将功率管的输入电容经变压器T1的副边折射到变压器T1的原边参与谐振,同时,在变压器T1原边增加了可变电容Cx,能够通过控制电压Vc来控制可变电容Cx的容值,进而能够控制压控振荡器的谐振频率,实现谐振频率可调。
[0054]
本实施例利用偏置电压Vbias为变压器T1副边两路驱动输出提供相同的偏置电压值,偏置电压Vbias经过二极管D2给电容C2充电,使得电容C2上的电压值满足公式:VC2=Vbias-VD2 (3)
[0055]
其中,Vbias为偏置电压值,VD2为二极管D2的正向导通压降;
[0056]
当半桥功率管S2导通时,偏置电压经过二极管D1给电容C1充电,电容C1上的电压值满足公式:
[0057]
VC1=Vbias-VD1 (4)
[0058]
其中,Vbias为偏置电压值,VD1为二极管D1的正向导通压降,偏置电压Vibas经二极管D1为电容C1提供能量;电容C1端电压为变压器T1副边第一绕组N1驱动提供偏置电压;
[0059]
在稳态时,电容C1和电容C2上基本不消耗能量,故偏置电压Vbias基本不需要给C1和C2提供能量;偏置电压可以由线性稳压电路或升降压电路获得,具体偏置电压取值可依据功率管进行配置,本实施例中,利用偏置电压电路产生同一偏置电压,并对变压器T1副边绕组输出的两路驱动电压进行电压抬升,使得 变压器T1副边绕组输出的两路驱动电压的交点在所设置的阈值上,能够减少两路驱动电压及功率管的开启电压阈值对开关变换器的性能影响;
[0060]
需要说明的是,为了保证C1和C2上的电压稳定,体现出电压源特性,要求电容C1、电容C2的容值远大于输入电容Ciss1、输入电容Ciss2的容值,一般取约大100倍以上。为了验证方案的可行,对电路进行了仿真,仿真结果如图3所示。其中:Vg为变压器原边绕组电压波形,Vgs1为输入电容Ciss1两端的波形,Vgs2为输入电容Ciss2两端的波形,对应图2电路参数为:变压器原副边匝数比N为1,抬升电压设置为2.5V。通过仿真结果可知,变压器T1副边输出的两路驱动电压在2.5V有交点,即实现了驱动电压的抬升,并且两路驱动电压波形为正弦波,说明电路工作在谐振状态下,因此,驱动电路的损耗极小。
[0061]
第二实施例
[0062]
图4为本实施例的电路原理图,本实施例为第一实施例的一种拓展,应用为LLC全桥变换器中的谐振驱动,其与第一实施例相比,区别在于:变压器副边有4个绕组,电路设有四个功率管,偏置电压电路还包括二极管D3、二极管D4、电容C3、电容C4。
[0063]
本发明实现谐振驱动的第二实施例的连接关系如下:
[0064]
负阻电路一输入端连接电源VCC,负阻电路另一输入端连接地GND,作为参考地,负阻电路一输出端连接可变电容Cx的一端,同时作为压控振荡器的第一输出端,负阻电路的另一输出端连接可变电容Cx的另一端,同时作为压控振荡器的第二输出端,可变电容Cx控制端Vc作为压控振荡器的输入端;
[0065]
变压器T1原边绕组P1的同名端与压控振荡器的输出第一输出端相连,变压器T1原边绕组P1的异名端与压控振荡器的第二输出端相连;变压器T1副边第一绕组的同名端连接于输入电容Ciss1的一端、功率管S1栅极,变压器T1副边第一绕组N1的异名端连接于二极管D1的阴极,并同时与电容C1的一端相连,电容C1的另一端与输入电容Ciss1的另一端、功率管S1源极相连;变压器T1副边第二绕组的异名端连接于输入电容Ciss2的一端、功率管S2源极,功率管S2漏极连接功率级电压输入端VIN;变压器T1副边第二绕组N2的同名端连接于二极管D2的阴极,并同时与电容C2的一端相连,电容C2的另一端连接于电容Ciss2的另一端、地GND、功率管S2源极,功率管S2漏极连接功率管S1源极; 变压器T1副边第三绕组N3的异名端连接于输入电容Ciss3的一端、功率管S1栅极,变压器T1副边第三绕组N3的同名端连接于二极管D3的阴极,并同时与电容C3的一端相连,电容C3的另一端连接于电容Ciss3的另一端、地GND、功率管S3源极,功率管S3漏极练级功率级电压输入端VIN;变压器T1副边第四绕组N4的同名端连接于输入电容Ciss4的一端、功率管S4栅极,变压器T1副边第四绕组N4的异名端连接于二极管D4的阴极,并同时与电容C4的一端相连,电容C4的另一端与输入电容Ciss4的另一端、功率管S4源极相连,功率管S4漏极练级功率管S3源极;二极管D1、二极管D2、二极管D3及二极管D4的阳极连接在一起,同时与偏置电压电路一端Vbias相连,偏置电压电路另一端与电源VCC相连。
[0066]
本实施例的工作原理与第一实施例基本相同,故不再这里赘述。
[0067]
需要说明的是,本实施例的偏置电压电路为四路输出,能够保证变压器副边绕组输出的驱动电压都能获得同一偏置电压实现电压抬升,且变压器副边第一绕组与副边第二绕组的相位互差为180°,变压器副边第三绕组和第四绕组的相位互差为180°。
[0068]
以上仅是本发明优选的实施方式,本发明所属领域的技术人员还可以对上述具体实施方式进行变更和修改。因此,本发明并不局限于上面揭示和描述的具体控制方式,对本发明的一些修改和变更也应当落入本发明的权利要求的保护范围内。此外,尽管本说明书中使用了一些特定的术语,但这些术语只是为了方便说明,并不对本发明构成任何限制。

权利要求书

[权利要求 1]
一种谐振驱动电路,其特征在于:包括压控振荡器、变压器、偏置电压电路、第一功率管、第二功率管、第一输入电容、第二输入电容、功率级电压输入端VIN、电源VCC、地GND;变压器包括一原边绕组和两副边绕组,变压器原边绕组并联在压控振荡器输出的两端; 变压器副边第一绕组同名端连接第一功率管栅极,变压器副边第一绕组异名端经偏置电压电路第一输出连接至第一功率管源极,第一输入电容并联在第一功率管栅极与源极之间,第一功率管漏极连接功率级电压输入端VIN; 变压器副边第二绕组异名端连接第二功率管栅极,变压器副边第二绕组同名端经偏置电压电路第二输出连接至第二功率管源极,第二输入电容并联在第二功率管栅极与源极之间,第二功率管漏极连接第一功率管源极,第二功率管源极连接地GND。
[权利要求 2]
根据权利要求1所述的谐振驱动电路,其特征在于:压控振荡器包括一负阻电路、一可变电容,负阻电路的一输入连接电源VCC,负阻电路另一输入连接地GND,可变电容的两端并联在负阻电路输出的两端,负阻电路的输出即为压控振荡器的输出。
[权利要求 3]
根据权利要求1所述的谐振驱动电路,其特征在于:偏置电压电路包括偏置电路、第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容,偏置电路用于提供偏置电压,偏置电路一端连接电源VCC,偏置电路另一端连接第一二极管阳极和第二二极管阳极,第一二极管阴极连接变压器副边第一绕组异名端、第一电容一端,第一电容另一端连接第一功率管源极,第二二极管阴极连接变压器副边第二绕组同名端、第二电容一端,第二电容另一端连接第二功率管源极与地GND。
[权利要求 4]
根据权利要求2所述的谐振驱动电路,其特征在于:可变电容为压控电容或MOS变容管或变容二极管。
[权利要求 5]
根据权利要求1所述的谐振驱动电路,其特征在于:变压器副边第一绕组和第二绕组的相位互差为180°。
[权利要求 6]
一种谐振驱动电路,其特征在于:包括压控振荡器、变压器、偏置电压电路、第一至第四功率管、第一至第四输入电容、功率级电压输入端VIN、电源 VCC、地GND;变压器包括一原边绕组和副边第一至第四绕组,变压器原边绕组并联在压控振荡器输出的两端; 变压器副边第一绕组同名端连接第一功率管栅极,变压器副边第一绕组异名端经偏置电压电路第一输出连接至第一功率管源极,第一输入电容并联在第一功率管栅极与源极之间,第一功率管漏极连接功率级电压输入端VIN; 变压器副边第二绕组异名端连接第二功率管栅极,变压器副边第二绕组同名端经偏置电压电路第二输出连接至第二功率管源极,第二输入电容并联在第二功率管栅极与源极之间,第二功率管漏极连接第一功率管源极,第二功率管源极连接地GND; 变压器副边第三绕组异名端连接第三功率管栅极,变压器副边第三绕组同名端经偏置电压电路第三输出连接至第三功率管源极,第三输入电容并联在第三功率管的栅极与源极之间,第三功率管的漏极连接功率级电压输入端VIN; 变压器副边第四绕组同名端连接第四功率管栅极,变压器副边第四绕组异名端经偏置电压电路第四输出连接至第四功率管源极,第四输入电容并联在第四功率管的栅极与源极之间,第四功率管漏极连接第三功率管源极,第四功率管源极连接地GND。
[权利要求 7]
根据权利要求6所述的谐振驱动电路,其特征在于:压控振荡器包括一负阻电路、一可变电容,负阻电路的一输入连接电源VCC,负阻电路另一输入连接地GND,可变电容的两端并联在负阻电路输出的两端,负阻电路的输出即为压控振荡器的输出。
[权利要求 8]
根据权利要求6所述的谐振驱动电路,其特征在于:偏置电压电路包括偏置电路、第一至第四二极管、第一至第四电容,偏置电路一端连接电源VCC,偏置电路另一端分别连接第一至第四二极管的阳极,第一二极管阴极连接变压器副边第一绕组异名端、第一电容一端,第一电容另一端连接第一功率管源极,第二二极管阴极连接变压器副边第二绕组同名端、第二电容一端,第二电容另一端连接第二功率管源极,第三二极管阴极连接变压器副边第三绕组同名端、第三电容一端,第三电容另一端连接第三功率管源极,第四二极管阴极连接变压器副边第四绕组异名端、第四电容一端,第四电容另一端连接第四功率管源极。
[权利要求 9]
根据权利要求7所述的谐振驱动电路,其特征在于:可变电容为压控电容或MOS变容管或变容二极管。
[权利要求 10]
根据权利要求6所述的谐振驱动电路,其特征在于:变压器副边第一绕组和第二绕组的相位互差为180°,变压器副边第三绕组和第四绕组的相位互差为180°。

附图

[ 图 1]  
[ 图 2]  
[ 图 3]  
[ 图 4]