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1. WO2020193268 - ISOLATED DC/DC CONVERTER WITH SECONDARY-SIDE FULL BRIDGE DIODE RECTIFIER AND ASYMMETRICAL AUXILIARY CAPACITOR

Note: Text based on automatic Optical Character Recognition processes. Please use the PDF version for legal matters

[ DE ]

ISOLIERTER DC/DC WANDLER MIT SEKUNDÄRSEITIGEM

VOLLBRÜCKENDIODENGLEICHRICHTER UND ASYMMETRISCHEM HILFSKONDENSATOR

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Spannungswandler für Gleichstrom mit einer Schaltungsbrücke, umfassend einen ersten, zweiten, dritten und 5 vierten Leistungsschalter, die jeweils einen Steueranschluss und jeweils eine zwischen zwei Leistungsanschlüssen verlaufende Laststrecke aufweisen, wobei die Laststrecken des ersten und zweiten Leistungsschalters an einem ersten Schaltungsknoten verbunden und die Laststrecken des dritten und vierten Leistungsschalters an einem zweiten Schaltungsknoten verbunden und 0 jeweils in Reihe zwischen den Klemmen für eine Eingangsgleichspannung

geschaltet sind, und mit einem Transformator, dessen Primärwicklung mit den ersten und zweiten Schaltungsknoten verbunden ist, und dessen

Sekundärwicklung eine Vollbrückengleichrichteranordnung nachgeschaltet ist.

5 Spannungswandler für Gleichstrom der hier angesprochenen Art werden auch als Vollbrückenwandler bezeichnet und dienen dazu, eine elektrische

Gleichspannung in eine höhere oder niedrigere Gleichspannung

umzuwandeln. Sie kommen beispielsweise bei Anwendungen im Bereich von Schweißgeräten zum Einsatz. Dabei wird eine netzseitige

0 Eingangswechselspannung zunächst mit Hilfe eines Gleichrichters in eine

Gleichspannung umgewandelt, die mit Hilfe von Kondensatoren geglättet und dem Spannungswandler als Eingangsspannung zugeführt wird.

Das Arbeitsprinzip dieser Spannungswandler besteht darin, dass, durch ein 5 getaktetes Öffnen und Schließen elektronischer Leistungsschalter, der

Ausgang des durch diese gebildeten Wechselrichters mit unterschiedlichen Potentialen verbunden und so eine Wechselspannung gewünschter Frequenz erzeugt wird. Durch den nachgeschalteten Transformator wird diese

Wechselspannung auf den gewünschten Spannungswert transformiert und in 0 einer Vollbrückengleichrichteranordnung wieder gleichgerichtet. Durch die

Steuerung der Einschaltdauer der Leistungsschalter und eine Mittelwertbildung des gleichgerichteten Ausgangsstromes oder der gleichgerichteten

Ausgangsspannung erlaubt dies eine Leistungsübertragung mit in weiten Bereichen einstellbarem Übersetzungsverhältnis zwischen Ein- und

Ausgangsgleichspannung bzw. zwischen den Gleichströmen.

Zur Glättung der geschalteten Stromform ist bei diesen Spannungswandlern eine Filterschaltung bestehend aus mindestens einer Glättungs- oder

Speicherdrossel erforderlich, während die Spannung in der Regel durch Kondensatoren parallel zu den Ein- und Ausgangsklemmen geglättet wird.

Die DE 102 27 832 C1 zeigt einen Spannungswandler für Gleichstrom gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Bei dem dort gezeigten

Vollbrückenwandler sind die vier zur Bildung der Schaltungsbrücke

verwendeten Leistungsschalter alle als MOSFETs ausgeführt.

Ein anderer gattungsgemäßer Spannungswandler ist aus der

DE 10 2012 023 425 A1 bekannt. Eine Besonderheit des in diesem Dokument beschriebenen Spannungswandlers besteht darin, dass zur Erzielung eines hohen Wirkungsgrades ein asymmetrischer Schaltungsaufbau und eine asymmetrische Betriebsweise verwendet werden. Dieser Spannungswandler ermöglicht dadurch eine wesentliche Eliminierung von Schaltverlusten in den Leistungsschaltern.

Dabei ist es vorgesehen, dass zwei der Schalter auf der Primärseite im stromlosen Zustand oder bei nur geringem Reststrom geschaltet werden, während die anderen beiden Schalter in einem zunächst spannungslosen Zustand bei maximalem Stromfluss geschaltet werden. Die stromlos schaltenden Schalter sind vorzugsweise IGBTs, während die spannungslos schaltenden Schalter vorteilhaft durch MOSFETs ausgeführt werden.

Zur Erzielung eines nahezu vollständig spannungslosen Schaltvorganges der verwendeten MOSFETs wird die Spannungsanstiegsrate beim Abschalten des Stromflusses schaltungstechnisch auf einen sehr geringen Wert begrenzt, so dass der Strom sehr viel schneller sinkt als die Spannung ansteigt. Dafür ist es vorteilhaft möglich, eine parallel zu dem jeweiligen MOSFET geschaltete Kapazität zu verwenden, die die grundsätzlich vorhandene Ausgangskapazität des MOSFETs funktional ergänzt. Diese Kapazität kann durch einen oder mehrere Kondensatoren gebildet werden oder durch Aufbau- und

Schaltungskapazitäten.

Eine übliche Betriebsart eines solchen Spannungswandlers ist entsprechend dem Stand der Technik der diskontinuierliche Modus, der auch als Lückbetrieb bezeichnet wird. Er bedeutet, dass der Strom in der Speicherdrossel innerhalb eines Schaltzyklus bis auf null zurückgeht. Der Nulldurchgang erlaubt es, die Speicherdrossel funktional gleichwertig im Wechselstrompfad in Reihe zum Leistungstransformator anzuordnen, anstatt auf der Eingangs- oder

Ausgangsseite in Serie zum Gleichstrompfad.

Für eine zeitlich nur langsam veränderliche Eingangs- und Ausgangsspannung bedeutet dies, dass die Flöhe von Spannungs-Überschwingvorgängen an sämtlichen Leistungsschaltern auf die Höhe der Gleichspannung begrenzt wird, was die Spannungsbelastung der Bauteile um den Faktor zwei reduzieren kann.

Für die Speicherdrossel im Leistungsteil bedeutet dies, dass diese in einer Einheit mit dem Leistungstransformator konstruiert werden kann, zum Beispiel als Streufeldtransformator.

Diese Betriebsart weist allerdings folgenden Nachteil auf. Jedes Mal, wenn der Strom in der Speicherdrossel durch Null geht, wird eine gedämpfte

Schwingung („Klingeln“) in dem Schwingkreis angeregt, der sich aus der Spuleninduktivität in Verbindung mit den parasitären Kapazitäten von Spule, Transformator, Dioden, Transistoren und der Aufbautechnik ergibt.

Das Problem dabei ist der Energieinhalt dieses Schwingkreises. In der Pulspause der Leistungsübertragung klingt die Oszillation ab und verursacht eine Erwärmung des Transformators, der Drossel und damit verbundener Schaltungskomponenten. Die Schwingung verursacht zudem Störemissionen und kann gegebenenfalls sogar die Schaltung schädigen oder zerstören.

Es stellte sich die Aufgabe, einen Spannungswandler zu schaffen, bei dem dieses Problem auf einfache und kostengünstige Weise gelöst oder zumindest deutlich verringert ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass an einen

Gleichrichterzweig der Vollbrückengleichrichteranordnung ein Kondensator asymmetrisch angeschaltet ist.

Die erfindungsgemäße Lösung erfordert mit einem Kondensator nur ein einziges zusätzliches Bauteil, das die Symmetrie der

Vollbrückengleichrichteranordnung aufhebt und das zudem verhältnismäßig kostengünstig ist.

Besonders vorteilhaft ist dabei ist, dass diese einfache Maßnahme zugleich den Wirkungsgrad des Spannungswandlers verbessern kann.

Vorteilhaft ist auch, dass die Wirkung dieser Zusatzschaltung durch nur ein weiteres Schaltelement bedarfsweise ein- und ausgeschaltet werden kann. Durch Ausnutzen eines Resonanzeffektes bei eingeschaltetem Schalter erlaubt dies eine Vergrößerung des Einstellbereiches des

Übersetzungsverhältnisses zwischen Ein- und Ausgangsspannung.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Spannungswandlers ergeben sich aus den

Unteransprüchen und werden anhand der Zeichnung erläutert.

Es zeigen:

Figur 1 ein Prinzipschaltbild eines erfindungsgemäß ausgeführten Span nungswandlers,

Figur 2 eine Variante davon mit in Stufen umschaltbaren Ausgangs

spannungsbereichen und MOSFET als Umschaltelement,

Figur 3 eine weitere Variante mit gemischter Bestückung unterschiedlich optimierter Bauteile im Gleichrichter,

Figur 4 ein Prinzipschaltbild eines bekannten Spannungswandlers,

Figur 5 eine Skizze zur Erläuterung der Problemstellung anhand des

bekannten Spannungswandlers,

Figur 6 ein Diagramm, das den Prinzipverlauf von Strom und Spannung beim Betrieb des Spannungswandlers nach Figur 4 zeigt, mit dem Problem der Oszillation in der Pulspause,

Figur 7 den Prinzipverlauf von Strom und Spannung beim Betrieb des

Spannungswandlers gemäß der Figur 1.

Das Funktionsprinzip eines gattungsgemäßen Schaltwandlers nach dem Stand der Technik, welches ausführlicher in der deutschen Offenlegungsschrift DE 10 2012 023 425 A1 beschrieben ist, sei nachfolgend kurz anhand der Figur 4 dargestellt und erläutert.

Der in der Figur 4 in einem Prinzipschaltbild dargestellte Spannungswandler wird an seiner Eingangsseite mit einer Eingangsgleichspannung Uein versorgt. Eine Schaltungsbrücke als zentrales Element des Spannungswandlers umfasst vier Leistungsschalter S-i, S2, S3, S4. Diese vier Leistungsschalter S1, S2, S3, S4 weisen jeweils einen Steueranschluss G1, G2, G3, G4 und jeweils eine zwischen zwei Leistungsanschlüssen Li, Li’; L2, L2’; L3, L3’; L4, L4’ verlaufende Laststrecke auf. Der erste und der zweite Leistungsschalter S1, S2 sind durch MOSFETs gebildet, deren Laststrecken an einem ersten

Schaltungsknoten K1 verbunden und in Reihe zwischen den Klemmen für die Eingangsgleichspannung Uein geschaltet sind. Parallel zu den einzelnen

MOSFETs sind dabei jeweils Kapazitäten Ci, C2 geschaltet. Der dritte und der vierte Leistungsschalter S3, S4 sind durch IGBTs gebildet. Deren Laststrecken sind an einem zweiten Schaltungsknoten K2 verbunden und ebenfalls in Reihe zwischen den Klemmen für die Eingangsgleichspannung Uein geschaltet.

Die ersten und zweiten Schaltungsknoten K1, K2 der Schaltungsbrücke sind mit der Primärwicklung PW eines Transformators TR verbunden, dessen Sekundärwicklung SW eine durch vier Dioden Di, D2, D3, D4 gebildete

Vollbrückengleichrichteranordnung GL nachgeschaltet ist. Die am Ausgang dieser Vollbrückengleichrichteranordnung GL anliegende

Ausgangsgleichspannung Uaus wird durch einen Glättungskondensator C3 geglättet. Im Schaltbild nicht dargestellt sind elektrische Komponenten zur getakteten Ansteuerung der vier Leistungsschalter S1, S2, S3, S4.

Die Leistungsübertragung erfolgt über einen im Wesentlichen dreieckförmigen Ausgangsstrom l2(t) des Transformators TR bei einer in etwa rechteckförmigen Ausgangsspannung U2(t), wie aus dem mittleren und dem unteren Diagramm in der Figur 6 ersichtlich ist.

Typisch ist dabei der sogenannte Lückbetrieb des ein- und ausgangsseitigen Schaltungsteiles mit einer Pulspause zwischen den Phasen unterschiedlicher Strompolarität in den Wicklungen des Transformators TR (Figur 6, oben). Während der Pulspause ist die Primärspannung U-i(t) null oder mittelwertfrei und es wird keine Nutzleistung auf die Sekundärseite übertragen.

Durch den Lück- oder Grenzbetrieb und die dreieckartige Stromform ergeben sich Vorteile bei der Verwendung von Silizium-PN-Sperrschichtdioden im ausgangsseitigen Gleichrichterteil der Wandlerschaltung.

Als Merkmal des Arbeitsprinzips ergibt die dreieckartige Stromform auf natürliche Weise den stromlosen Zustand während des Umschaltens der durch IGBTs gebildeten dritten und vierten Leistungsschalter S3, S4, während die Ansteuerung der durch MOSFETs gebildeten ersten und zweiten

Leistungsschalter S1, S2 den Zeitpunkt des Erreichens des Dreieckstrom-Spitzenwertes definiert.

Auf eine bei vielen Gegentaktvollbrückenwandlern im Ausgangsteil eingesetzte Gleichstromglättungsdrossel kann hier verzichtet werden. Der dreieckförmige Wechselstrom wird nach der Gleichrichtung in der

Vollbrückengleichrichteranordnung durch den Glättungskondensator C3 rein kapazitiv gestützt. Eine verbleibende Restwelligkeit kann durch eine nach Bauteilwert und Baugröße klein zu bemessende, nachgeschaltete Filterstufe entfernt werden.

Die Erzeugung des dreieckförmigen Ausgangsstrom l2(t) erfolgt in der

Schaltung, indem ein innerhalb des hochfrequenten Betriebszyklus konstanter Rest der rechteckförmigen Ausgangsspannung U2(t) der Halbleitervollbrücke einen linear ansteigenden Stromfluss in der Schaltkreisinduktivität L hervorruft. Der Rest der rechteckförmigen Ausgangsspannung U2(t) hat als Betrag die Differenz der Eingangsgleichspannung Uein und der mit dem

Windungszahlverhältnis des Transformators TR transformierten

Ausgangsgleichspannung Uaus. Das Vorzeichen ändert sich zweimal innerhalb eines vollständigen Arbeitszyklus T.

Nach Anstieg des Ausgangsstrom l2(t) auf den Dreieckspitzenwert während des Zeitraums ta erfolgt während des Zeitraums tb ein linearer Abfall auf null, während an der Schaltkreisinduktivität L allein die transformierte

Ausgangsspannung mit umgekehrter Polarität anliegt (Fig. 6, Mitte).

Während der beiden fallenden Flanken des Betrages des Dreieckstromes l2(t) muss je einer der durch MOSFETs gebildeten ersten und zweiten

Leistungsschalter S-i, S2 den Strom in umgekehrter Richtung gegenüber der Flussrichtung durch das Bauteil in der Gegenphase bei ansteigender

Dreieckflanke führen. Dazu werden die integrierten Substratdiodenstrecken der MOSFETs oder separate Inversdioden verwendet. Bei MOSFETs verringert sich der Verlustspannungsabfall an den Substratdiodenstrecken, wenn das Ansteuersignal das Bauteil während dieser Zeit einschaltet

(Synchrongleichrichtung).

Vorteilhaft ist bei der dargestellten Schaltung, dass die Schaltkreisinduktivität L, anteilig oder vollständig, bereits in Form der Streuinduktivität der Anordnung aus Ein- und Ausgangswicklung des Transformators TR enthalten ist. Durch Ausführung als Streufeldtransformator kann ein separates Bauteil entfallen.

Ein weiterer Vorteil der dreieckartigen Stromform im Transformator TR ist der geringe Oberwellengehalt, da die harmonischen Komponenten der Fourier-Reihenentwicklung mit dem Quadrat der Ordnungszahl abnehmen, im

Gegensatz zum rechteckförmigen Stromfluss der konventionellen Gegentakt-PWM-Wandlerschaltung, bei dem die Amplituden der Oberschwingungsanteile nur linear mit der Ordnungszahl abnehmen. Dadurch sinkt die Verlustleistung durch Wirbelstrom und Stromverdrängung (Proximity-Effekt) in der

Kupferwicklung erheblich.

Die zur Erfindung führende Problemstellung sei hier anhand von Figur 5 in Verbindung mit Figur 6 erläutert. Dazu zeigt die Figur 5 eine leicht

abgewandelte Darstellung der in der Figur 4 gezeigten Schaltung. Darin sind gleichwirkende Bauteile mit gleichen Bezugszeichen wie in der Figur 4 bezeichnet.

Für den Zeitraum der Pulspause kann die Schaltung der Figur 5 als Modell zu dem im unteren Teil derselben Figur dargestellten Ersatzschaltbild vereinfacht werden, wobei L die Schaltkreisinduktivität und R' den Verlust- bzw.

Dämpfungswiderstand des Transformators TR darstellt.

Es sei zunächst angenommen, dass sich die Vollbrückengleichrichter anordnung GL bei voller Ausgangsgleichspannung Uaus im Leerlauf befindet. Auf der Primärseite des Transformators TR wirkt die aus den

Leistungsschaltern S-i , S2, S3, S4 bestehende Schaltungsbrücke in der

Impulspause der Leistungsübertragung wie ein Kurzschluss.

Die die Vollbrückengleichrichteranordnung GL ausbildenden Dioden Di , D2,

D3, D4 sind gesperrt. Die parasitären Kapazitäten C'GLR der Dioden Di, D2, D3, D4 bilden zusammen als Gesamtkapazität C' mit der Schaltkreisinduktivität L des Transformators TR einen Schwingkreis aus.

Das Problem ist der Energieinhalt dieses Schwingkreises. Im Anschluss an jede Halbwelle der Leistungsübertragung wird hier durch den Schaltvorgang der Dioden Di, D2, D3, Ü4 im Gleichrichter GL eine Oszillation angeregt. In der Pulspause klingt die Oszillation gedämpft ab und verursacht dabei eine Erwärmung des Transformators TR und gegebenenfalls weiterer mit dem Transformator TR verbundener Bauteile.

Der Energieinhalt Eo ist einfach zu berechnen, weil der Anfangswert der Schwingung vom Rechteckplateau der Ausgangsspannung Uaus vorgegeben ist. Bei Vernachlässigung der Dioden-Durchlassspannung ist (Fig. 6, unten):

Uo = u2(0) = Uaus sowie Eo = V2 C Uo2

Die Energie Eo am Anfang der Oszillation hängt somit nur von der effektiven, parasitären Kapazität C und von der Höhe der Ausgangsspannung Uaus ab.

Die Kapazität C wird in dieser Modelldarstellung für den gesamten

Gleichrichter GL verwendet; sie vereint sämtliche physikalischen Bauteil- und Aufbaueigenschaften des Gleichrichters mit den Dioden, des Leistungs transformators und der Leitungen, die das Zeitverhalten des Schaltvorganges des Gleichrichters bestimmen.

Die einzelnen Bauteilkapazitäten enthalten beispielsweise bei den Dioden Di, D2, D3, Ü4die Sperrschicht-, Gehäuse- und Diffusionskapazitäten

(Sperrverzugszeit) und beim Transformator TR die Kapazität des

Wicklungsaufbaus gegenüber dem Gehäuse. Leitungen sind insbesondere die Leiterbahnen auf einer Leiterplatte.

Im Ersatzschaltbild ist die gesamte Kapazität C' auf vier identische

Diodenkapazitäten C'GLR der einzelnen Dioden Di, D2, D3, D4 aufgeteilt. Der Wert C'GLR « C ergibt sich aus der Symmetrie der Vollbrückenanordnung, in deren Wechselstrom-Ersatzschaltbild jeweils zwei Kapazitäten C'GLR in Reihe und weitere zwei Kapazitäten parallel geschaltet sind.

Bei kleinen Ausgangsströmen und bei Verringerung der Schaltfrequenz wird die Pulspause relativ lang und die Oszillation des Ausgangskreises klingt nach jedem Schaltvorgang nahezu vollständig ab; dadurch ergibt sich ein vollständiger Verlust der Anfangsenergie. Jede Erhöhung der parasitären Kapazität C bedeutet einen Wirkungsgradverlust. Das Optimierungsziel der Schaltung ist damit in diesem Fall eine absolute Minimierung von C.

Bei hohen Ausgangsströmen l2(t) ist die Pulspause klein und die Schwingung klingt nicht vollständig ab. In diesem Fall kann auch die Verringerung der Eigenfrequenz durch die Wahl einer absichtlich höheren parasitären Kapazität C vorteilhaft sein: durch die stark nichtlinear mit der Frequenz steigenden Wirbelstromverluste des Transformators TR (Proximity-Effekt) kann das Verlustminimum bei Volllast bei einem vergrößerten C liegen. Das ist allerdings nur im Sinne einer Kompromisslösung vorteilhaft.

Erfindungsgemäß wird hiermit die Anordnung nur eines zusätzlichen Bauteils im Gleichrichterteil des Spannungswandlers vorgeschlagen, um die Probleme der parasitären Schwingung bei Betrieb des gezeigten Spannungswandlers im diskontinuierlichen Modus zu verringern und gleichzeitig eine Optimierung der Funktion mit einer Erweiterung des Arbeitsbereiches durch einen steuerbaren Resonanzeffekt zu bewirken.

Dabei ist es wesentlich, dass die Symmetrie der Gleichrichterschaltung durch das zusätzliche Bauteil aufgehoben wird.

Dazu wird der Gleichrichterzweig GL2 mit einem Kondensator CK beschältet, der den mittleren Knoten des Gleichrichterzweigs GL2 mit dem

Gleichstromausgang des Gleichrichters GL verbindet. Im Schaltbild von Figur 1 liegt dieser Kondensator CK zwischen der Anode der Diode D3 und der Anode der Diode D4 und damit an der negativen Leitung der Ausgangsspannung Uaus. Nicht dargestellt aber gleichwertig können auch die Kathoden der Dioden D3 und D4 beziehungsweise die positive Ausgangsleitung für den zweiten

Anschluss des Kondensators CK gewählt werden, sofern die

Ausgangsspannung Uaus konstant ist und somit keinen Einfluss auf die

Dynamik des Schaltvorganges hat.

Die in der Figur 1 dargestellte Anschaltung des Kondensators CK über den Schaltkontakt SK eines Schaltelements Rel ist aus weiter unten erläuterten Gründen zwar besonders vorteilhaft, aber optional.

Wenn die Kapazität des Kondensators CK deutlich größer gewählt wird als die parasitären Diodenkapazitäten C'GLR, also

CK » C'GLR,

gilt, wirkt der somit geänderte Eingangsknoten des Gleichrichters GL für hohe Frequenzen als Kurzschluss. Im Wechselstrom-Ersatzschaltbild am

Eingangstor des Gleichrichters GL entfällt die zweite in Reihe geschaltete, identisch hohe Kapazität, und es ergibt sich nun eine gegenüber dem ursprünglichen Wert näherungsweise verdoppelte Gesamtkapazität C":

C" * 2 C'GLR.

Der Kondensator CK nutzt durch seine asymmetrische Anordnung im

Ausgangskreis der Vollbrückengleichrichteranordnung GL die nichtlineare Kennlinie der vorhandenen, ungesteuerten Dioden Di, D2, D3, D4 für eine Spannungsbegrenzung im Leerlauf und für eine Energierückgewinnung.

Der Gleichrichterzweig GL2 mit dem Kondensator CK bildet die langsam schaltende Hälfte einer nun asymmetrischen Gleichrichterschaltung, während der wesentliche Anteil der Dynamik des Spannungsverlaufes in dem schnellen Gleichrichterzweig GL1 auftritt.

Die Energie aus dem Umladevorgang des schnellen Gleichrichterzweigs GL1 mit der Kapazität 2 C'GLR wird in drei Phasen To - Ti - T2 - T3 abgebaut, wobei To, Ti , T2, T3 die Anfangs- bzw. Endzeitpunkte der

aufeinanderfolgenden Phasen bezeichnen (Figur 7).

Dabei wird die Energie des parasitären Schwingkreises nicht gedämpft, sondern in den Kondensator CK geladen und während der Pulspause annähernd verlustfrei gespeichert. Es findet zwar weiterhin anschließend ein parasitäres Nachschwingen an den Eingangsklemmen des Gleichrichterteils GI-2 statt, jedoch mit stark reduzierter Amplitude und geringerer Frequenz.

Durch die Ansteuerung der Leistungsschalter S-i, S2, S3 und S4 auf der Primärseite erzwungen, ist die Spannung am Eingang des Transformators TR für den Zeitraum der Sperrdauer der sekundärseitigen Dioden Di, D2, D3, D4 nahezu null Volt, so dass im Ersatzschaltbild nur die Induktivität L mit einem primärseitigen Kurzschluss am Schwingvorgang beteiligt ist.

In der ersten Phase To < t < T-i, siehe Figur 7, findet der Übergang vom leitenden in den vollständig gesperrten Zustand im schnellen

Gleichrichterzweig GL1 statt:

Nachdem der dreieckförmige Nutzstrom bis auf null abgeklungen ist, benötigen die Gleichrichterdioden Di oder D2 eine bauteil-, aufbau- und stromabhängige Ladungsmenge in Sperrrichtung, bis der Leitvorgang vollständig beendet ist und Sperrspannung aufgebaut wird. Dadurch erreicht der Sekundärstrom l2(t), bezogen auf die Flussrichtung der vormals leitenden Diode, negative Werte. Der negative Stromfluss bewirkt eine Umladung der Kapazitäten C'GLR des Gleichrichterzweigs GL1 um den Betrag der maximalen Sperrspannung, näherungsweise gleich der Ausgangsspannung Uaus.

Der Stromfluss während dieser ersten Phase lädt gleichzeitig den

Kondensator CK auf. Da CK wesentlich größer als die parasitäre Kapazität C'GLR gewählt wird, erreicht hier die Momentanspannung über CK im Vergleich mit der maximalen Sperrspannung vergleichsweise nur sehr geringe Werte.

Die maximal negative Stromamplitude ist demnach dann erreicht, wenn die vormals leitende Diode im schnellen Gleichrichterzweig vollständig sperrt und der negative Strom aus dem Transformator TR auf die komplementäre Diode kommutiert. Das negative Strommaximum ist hier mit l2(Ti) = I21 bezeichnet.

Die zweite Phase Ti < t < T2 beginnt per Definition mit dem Strommaximum bei l2(t) = I21, sobald die Ausgangsspannung U2(t) des Transformators TR den Wert Null durchläuft und der Kondensator CK einen geringen Spannungswert UKI erreicht hat. Die in der Induktivität L gespeicherte Energie lädt daraufhin bei absolut sinkendem Ausgangsstrom l2(t) den Kondensator CK weiter auf, bis dort näherungsweise die doppelte Energie beim Spannungswert UK2 = 2 UKI erreicht ist, wobei UKI und UK2 die Spannungen am Kondensator CK ZU den Zeitpunkten Ti und T2 bezeichnet. Für diese Phase leitet die

Komplementärdiode im schnellen Gleichrichterzweig GL1.

Die dritte Phase T2 < t < T3 beginnt mit dem erneuten Stromnulldurchgang von l2(t). Der schnelle Gleichrichterzweig GL1 oszilliert nun frei mit der

Anfangsamplitude UK2, gedämpft über den effektiven Verlustwiderstand R‘.

Ein aus der Erfindung resultierendes wesentliches Merkmal für die Phase ab T2 ist die unsymmetrische Aufteilung der Spannungen im schnellen

Gleichrichterzweig GL1 und im langsamen Gleichrichterzweig GL2 wegen UK2 « Uaus.

Die Wahl des Kondensators CK mit einem wesentlich größeren Wert als C'GLR reduziert durch kapazitive Spannungsteilung den Wert der Anfangsbedingung für die parasitäre Restoszillation des schnellen Gleichrichterzweigs GL1 in der Phase T2 bis T3. Weil gemäß E = V2 C U2 die Energie proportional zum Quadrat der Spannungsamplitude sinkt, lässt sich der Energieverlust bei Dämpfung der Restoszillation beliebig senken.

Eine weitere Charakteristik der Schaltungsausführung in der gezeigten

Anordnung ist die Anfangsbedingung bei Beginn jedes der nächst folgenden Zyklen der Leistungsübertragung im Zeitraum zwischen t = 0 und t = TßoosT.

Die Anfangsbedingung ist eine geringe Restspannung von näherungsweise UK2 über dem Kondensator CK, wobei der Kondensator CK bei Beginn jeder Halbwelle der Leistungsübertragung von diesem geringen Absolutwert auf den vollständigen Betrag der Ausgangsspannung Uaus. einschwingt. Der

Einschwingvorgang ist jeweils abgeschlossen zum Zeitpunkt t = TßoosT. Der Einschwingvorgang ist durch das mittlere und untere Diagramm der Figur 7 illustriert.

In Verbindung mit der transformierten Induktivität L des Spannungswandlers ist der Effekt dieses regelmäßigen Umschwingvorganges eine Parallelresonanz bezogen auf den Ausgang des Gleichrichters mit der angeschlossenen Last. Dies bewirkt eine Erhöhung des Anfangswertes für die dreieckförmige

Stromübertragung und eine Erhöhung des mittleren Ausgangsstromes (Boost-Effekt).

Besonders vorteilhaft ist, dass der Kondensator CK und damit der Boost-Effekt in dieser Anordnung abschaltbar oder auswählbar schaltbar ausgeführt werden kann. Mittels eines Schaltkontakts SK eines langsamen und gering belasteten Schaltelements„Rel“, das etwa als Relais, Bipolartransistor, IGBT oder MOSFET ausgeführt sein kann, lassen sich so verschiedene Betriebsmodi mit jeweils einer unterschiedlichen Übertragungssteilheit des Spannungswandlers einstellen. Zwei der möglichen Ausführungen des Schaltkontakts SK zeigen die Figur 1 (Relais) und Figur 2 (MOSFET).

In der Anwendung ermöglicht der somit vergrößerte Einstellbereich des

Übertragungsverhältnisses beispielsweise, wahlweise oder in Kombination eine wesentliche Bauraumersparnis und/oder eine Reduktion der

Transformatormagnetisierung und der Kernverluste und dadurch eine

T emperatursenkung.

Die verringerte Schwingungsamplitude im Gleichrichterkreis erlaubt zudem eine Reduktion der elektromagnetischen Störaussendung.

Eine weitere Variante der Ausführung zeigt die Figur 3, hier wird vorteilhaft ausgenutzt, dass die asymmetrische Ausgestaltung des Gleichrichters eine Mischbestückung mit schnellen Gleichrichterbauteilen wie beispielsweise Ultrafast- oder Schottky-Dioden SD nur für die schnelle Gleichrichterseite GLi erlaubt, während die Komplementärseite GL2 mit einfachen Dioden als langsam schaltenden und verlustoptimierten Bauteilen ausgeführt ist.

Bezugs- und Formelzeichen

Ci, C2 Kapazitäten

C3 Glättungskondensator

CK Kondensator

C Gesamtkapazität (ohne Kondensator CK)

C" Gesamtkapazität (mit Kondensator CK)

C'GLR (parasitäre) Kapazität(en)

DI , D2, D3, D4 Dioden

Eo Energieinhalt (der Oszillation)

G1, G2, G3, G4 Steueranschluss

GL Vollbrückengleichrichteranordnung, Gleichrichter

GL1 (schneller) Gleichrichterzweig

GL2 (langsamer) Gleichrichterzweig

l2(t) Ausgangsstrom Transformator,

Dreieckstrom, Sekundärstrom

I21 Stromamplitude (von l2(t) zum Zeitpunkt Ti)

Ki , K2 Schaltungsknoten

L Schaltkreisinduktivität, Speicherdrossel

Li, LT; L2, L2’;

L3, L3’; L , LT Leistungsanschlüsse

PW Primärwicklung

R' Dämpfungswiderstand, Verlustwiderstand

Rel Schaltelement

SD Schottky-Dioden

SK Schaltkontakt

SW Sekundärwicklung

S1 , S2, S3, S4 Leistungsschalter

T Arbeitszyklus (Zeitdauer)

t Zeit (Variable)

T BOOST Zeitpunkt (eingeschwungener Zustand)

To, Ti, T 2, T 3 Zeitpunkte

ta, tb Zeiträume

TR Transformator mit Schaltkreisinduktivität L

Uein Eingangsgleichspannung

Uaus Ausgangsgleichspannung

Ui(t) Primärspannung (am Transformator TR)

U2(t) Sekundärspannung (am Transformator TR)

Uo Spannung in Phase To, Anfangsbedingung

UKI Spannung an Kondensator CK zum Zeitpunkt Ti UK2 Spannung an Kondensator CK zum Zeitpunkt T2