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1. WO2012079542 - DOHERTY POWER AMPLIFIER

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Dohert 功率放大器

本申请要求了 2010年 12月 17日提交的,申请号为 201010605271.1 , 发 明名称为" Doherty功率放大器"的中国专利申请的优先权,其全部内容通过引 用结合在本申请中。

技术领域

本发明实施例涉及通信技术领域,尤其涉及一种 Doherty功率放大器。

背景技术

现代通信技术为了提高有限频率带宽的利用率, 釆用高峰均比 (peak average ratio; 简称 PAR )复调制信号, PAR复调制信号带有幅度信息,需釆 用线性功率放大器,且线性功率放大器要满足峰值功率不压缩的要求,需要 回退(Back off )使用。常规 AB类( Class AB )功率放大器回退后效率降低, 很难满足系统功耗、体积、散热的要求。与普通 AB类功率放大器相比,多 赫蒂(Doherty )功率放大器特点是在回退功率下可以保持高效率,适合高效 率放大携带幅度信息的信号,是目前主流高效率功率放大器技术。新形态的 基站一般要求功率放大器能够在宽带工作,覆盖两个以上通信频段,且系统 体积和成本低,但是 Doherty技术是窄带功率放大器技术,应用在高效率、 宽带的功率放大器设计是一个挑战。

图 la为现有典型的 Doherty功率放大器的结构示意图,如图 la所示,该 典型的 Doherty功率放大器可以包括:分路器、功率放大电路、功率放大电 路后的阻抗变换器即 λ/4传输线 Z1 , 其中功率放大电路由两个功率放大器组 合而成,工作在 ΑΒ类( Class ΑΒ )模式的主功率放大器(也称载波功率放大 器),工作在 C类(Class C )模式辅助功率放大器(也称峰值功率放大器) A2, 主功率放大器 A1的输出端经过 λ/4传输线 Z2 ( λ表示波长)后与辅助 功率放大器 Α2的输出端相连,相连后通过另一段 λ/4传输线 Z1进行负载阻 抗转换;辅助功率放大器的输入端连接的 λ/4传输线 Ζ3用于补偿由主功率放 大器输出端连接的 λ/4传输线 Ζ2引起的相移。 Doherty功率放大器工作原理 是有源负载牵引。 Doherty功率放大器的主功率放大器和辅助功率放大器的负 载阻抗随输入功率的变化而变化,可以提高功率回退( Back off )效率。 Doherty 功率放大器的主功率放大器连接的起阻抗变换作用的 λ/4传输线仅在中心频 点的电长度是 90°, 偏离中心频点后 λ/4传输线的电长度发生变化, λ/4传输 线的阻抗变换性能变差。因此,在不同频点上要求不同长度的阻抗变换器, 不同频段传输线电长度上的差异只能吸收到功率放大器匹配电路中,如果釆 用宽带阻抗变换器,存在不同频点需要的参考面不同的问题,参考面的差异 也要吸收到功率放大器匹配电路中,给功率放大器设计带来很大困难,功率 管的选择也会受到很大限制。

图 lb为现有釆用电桥合路的 Doherty功率放大器的结构示意图,如图 lb 所示,电桥合路的 Doherty功率放大器包括:分路器 11、功率放大器、合路 电桥 13 , 功率放大器可以包括:主功率放大器 A1和辅助功率放大器 A2, 主 功率放大器 A1和辅助功率放大器 A2的输出端分别通过传输线 L1和 L2连接 到合路电桥 13合路,通过调整合路电桥 13的隔离端的传输线 L3的电长度, 可以达到与经典 Doherty同样的有源负载牵引效果。

但是,如果功率放大器和合路电桥能够覆盖两个以上的工作频段,在每 个工作频段分别调节合路电桥的隔离端传输线长度,调出 Doherty功率放大 器的工作状态,在不同工作频段达到最佳效果的传输线长度通常不一致,实

现宽带困难。为了使电桥合路的 Doherty功率放大器适应不同频段,可以增 加控制接口和控制元件,例如:釆用一个宽带工作的宽带主功率放大器和一 个宽带辅助功率放大器,通过开关切换来选择不同长度的隔离端传输线,实 现分别在两个以上工作频段工作的电桥合路的 Doherty功率放大器,但是这 种电桥合路的 Doherty功率放大器在多个频段不能同时工作,因此,不能同 时在多个频段达到高效率工作状态。

发明内容

本发明提供一种 Doherty功率放大器,用以解决现有技术中 Doherty功率 放大器难以实现同时在多个频段达到高效率工作状态的问题,提出一种可以 在多个频段同时满足高效率工作状态的 Doherty功率放大器。

本发明一方面提供一种 Doherty功率放大器,包括:宽带分路器、宽带 功率放大电路、宽带合路电桥和非线性相位网络,所述宽带功率放大电路包 括宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器;

所述宽带分路器分别连接所述宽带主功率放大器和所述宽带辅助功率放 大器的输入端,所述宽带主功率放大器和所述宽带辅助功率放大器的输出端 分别连接所述宽带合路电桥的输入端,所述宽带合路电桥的隔离端连接所述 非线性相位网络,所述宽带合路电桥的输出端用于连接负载;

所述非线性相位网络用于调节所述宽带合路电桥的隔离端在所述 Doherty功率放大器工作频段所需的反射相角,所述 Doherty功率放大器的工 作频段包括至少一个频段。

本发明另一方面又提供一种 Doherty功率放大器,包括:第一宽带分路 器、第二宽带分路器、宽带功率放大电路、第一宽带合路电桥、第二宽带合 路电桥、第一非线性相位网络和第二非线性相位网络,所述宽带功率放大电 路包括宽带主功率放大器、第一宽带辅助功率放大器和第二宽带辅助功率放 大器;

所述第一宽带分路器分别连接所述宽带主功率放大器和所述第一宽带辅 助功率放大器的输入端;所述第二宽带分路器分别连接所述第一宽带分路器 和所述第二宽带辅助功率放大器的输入端;

所述第一宽带辅助功率放大器和所述第二宽带辅助功率放大器的输出端 分别连接所述第二宽带合路电桥的输入端,所述第二宽带合路电桥的隔离端 连接所述第二非线性相位网络;

所述宽带主功率放大器和所述第二宽带合路电桥的输出端分别连接所述 第一宽带合路电桥的输入端,所述第一宽带合路电桥的隔离端连接所述第一 非线性相位网络;

所述第一非线性相位网络和所述第二非线性相位网络分别用于调节所述 第一宽带合路电桥和所述第二宽带合路电桥的隔离端在一个以上所述

Doherty功率放大器工作频段所需的反射相角,所述 Doherty功率放大器的工 作频段包括至少一个频段。

本发明另一方面又提供一种功率放大方法,其特征在于,包括: 通过宽带分路器将输入信号分路后, 分别输入宽带功率放大电路的宽带 主功率放大器和宽带辅助功率放大器的输入端;所述输入信号包括至少一个 频段的信号;

通过所述宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器对所述输入信号进行 功率放大后,通过宽带合路电桥输出至负载,所述宽带合路电桥的隔离端连 接非线性相位网络,所述非线性相位网络用于调节所述宽带合路电桥的隔离 端在所述输入信号的至少一个频段所需的反射相角。

本发明另一方面又提供一种基站,包括本发明所提供的任意一种 Doherty 功率放大器。

本发明提供的 Doherty功率放大器,在 Doherty功率放大器的宽带合路电 桥的隔离端连接非线性相位网络,可以使 Doherty功率放大器在多个工作频 段实现所需反射相角,在多个工作频段达到最佳工作状态,非线性相位网络 实现简单,从而可以较容易的实现宽带高效率且可以跨频段同时工作 Doherty 功率放大器。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案,下面将对实 施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍,显而易见地,下 面描述中的附图是本发明的一些实施例,对于本领域普通技术人员来讲,在 不付出创造性劳动的前提下,还可以根据这些附图获得其他的附图。

图 la为现有典型的 Doherty功率放大器的结构示意图;

图 lb为现有釆用电桥合路的 Doherty功率放大器的结构示意图; 图 2a为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器的结构示意图; 图 2b为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中非线性相位网络的 一种示意图;

图 2c为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中非线性相位网络在 不同谐振频率下反射相角与工作频段关系示意图;

图 2d为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中非线性相位网络在 不同 Q值下反射相角与工作频段关系的示意图;

图 3a为 Doherty功率放大器中釆用一条传输线的反射相角与工作频段的 关系示意图;

图 3b为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中非线性相位网络在 一个工作频段的等效示意图;

图 3c为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中非线性相位网络在 另一个工作频段的等效示意图;

图 3d为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中非线性相位网络实 现两个工作频段反射角的示意图;

图 3e为本发明实施例一中 LC并联谐振网络反射相角与等效的传输线反 射相角的对比示意图;

图 3f为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中移相后的非线性相 位网络的一种示意图;

图 3g为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中移相后的非线性相 位网络的另一种示意图;

图 3h为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中移相后的非线性相 位网络的相频关系示意图;

图 4a为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中两条传输线开路的 示意图;

图 4b为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中两条传输线短路的 示意图;

图 4c为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中传输线一条短路一 条开路的示意图;

图 5a为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中三条传输线网络的 一种示意图;

图 5b为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中三条传输线网络的 另一种示意图;

图 5c为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中三条传输线网络的 再一种示意图;

图 6a为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中高阶传输线网络的 一种示意图;

图 6b为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中高阶传输线网络反 射相角与等效的传输线反射相角的对比示意图;

图 7a为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中电感电容谐振网络 中电感电容并联一种示意图;

图 7b为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中电感电容谐振网络 中电感电容并联的另一种示意图;

图 7c为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中电感电容谐振网络 中电感电容串联的一种示意图;

图 7d为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中电感电容谐振网络 中电感电容混联的一种示意图;

图 8a为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中分布参数网络和集 总参数网络并联的一种示意图;

图 8b为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中分布参数网络和集 总参数网络并联的另一种示意图;

图 8c为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中分布参数网络和集 总参数网络混联的一种示意图;

图 8d为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中分布参数网络和集 总参数网络混联的一种示意图。

图 9a为本发明实施例三提供的两路的 Doherty功率放大器的示意图; 图 9b为本发明实施例三提供的多路的 Doherty功率放大器的示意图; 图 10为本发明实施例四提供的功率放大方法的流程图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、 技术方案和优点更加清楚,下面将结合本发 明实施例中的附图,对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述, 显然,所描述的实施例是本发明一部分实施例,而不是全部的实施例。基于 本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提 下 所获得的所有其他实施例,都属于本发明保护的范围。

图 2a为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器的结构示意图,如图 2a所示,该 Doherty功率放大器包括:宽带分路器 21、宽带功率放大电路 23、 宽带合路电桥 25和非线性相位网络 27 , 所述宽带功率放大电路 23包括宽带 主功率放大器 231 和宽带辅助功率放大器 233 , 所述宽带主功率放大器 231 的工作模式为 AB类或 B类,所述宽带辅助功率放大器 233的工作模式为 C 类;本发明实施例中并不限定 Doherty功率放大器中包括的宽带分路器、宽 带辅助功率放大器、宽带合路电桥的数量,如果为多级的 Doherty功率放大 器,则宽带分路器、宽带辅助功率放大器、宽带合路电桥可以为多个。

所述宽带分路器 21分别连接所述宽带主功率放大器 231和所述宽带辅助 功率放大器 233的输入端,所述宽带主功率放大器 231和所述宽带辅助功率 放大器 233的输出端分别连接所述宽带合路电桥 25的输入端,所述宽带合路 电桥 25的隔离端连接所述非线性相位网络 27 , 所述宽带合路电桥 25的输出 端用于连接负载;其中,宽带主功率放大器 231和所述宽带辅助功率放大器 233可以分别通过传输线 TL连接至对应的宽带合路电桥 25的输入端,具体 的传输线的参数不做限制,具体应用时,也可以不通过传输线连接。

所述非线性相位网络 27用于调节所述宽带合路电桥 25的隔离端在至少 一个所述 Doherty功率放大器的工作频段所需的反射相角,所述 Doherty功率 放大器的工作频段包括至少一个频段。

进一步地,所述宽带合路电桥的隔离端在 Doherty功率放大器的工作频 段所需的反射相角可以符合公式 (Γ( „)) = ,其中,为所述宽带合路电桥 的隔离端在 Doherty功率放大器的工作频段所需的反射相角;《„ = 2 „, /„为 从所述 Doherty功率放大器的工作频段中选定的频点; Γ(ί¾)为所述宽带合路 电桥的隔离端在 Doherty 功率放大器的工作频段所需的反射系数。其中, Doherty功率放大器的工作频段确定后,就可以确定 Doherty功率放大器的工 作频段所需的反射相角,从而可以通过相应的非线性相位网络达到 Doherty 功率放大器的工作频段所需的反射相角。

再进一步地,所述宽带合路电桥的隔离端在所述 Doherty功率放大器的 工作频段所需的反射系数 Γ(2 ;)符合公式: Γ ) = ^^ = 4 + „_/· ,其中, ZL

ZL + Zo

为所述非线性相位网络的阻抗, Z0为系统阻抗, A为所述反射系数的实部,

Bn为所述反射系数的虚部,则有 arg(r(iy„)) = atan(¾ = θη

具体地,调整 Doherty功率放大器的合路电桥的隔离端外接的非线性相 位网络的反射相角可以达到最佳有源负载牵引状态,从而达到最佳效率。其

中,非线性相位网络的反射系数符合如下公式(1-1):

T (0 ) = ZL-Zo =A +BJ

ZL + Zo

(1-1)

在公式(1-1)中,„=2#„, /„为所述 Doherty功率放大器的工作频段的 选定频点; 为系统阻抗,系统阻抗一般为约定值,例如:在通信系统中约 定为 50Ω,在有线电视系统中约定为 75Ω,当然也可以为其他值;为 Doherty 功率放大器在工作频段/„的反射系数的实部, ^为 Doherty功率放大器在工 作频段/„的反射系数的虚部; ZJ为所述非线性相位网络的阻抗,根据公式 ( 1-1 )可以得到非线性相位网络的反射相角符合如下公式( 1-2 ):


(1-2)

图 2b为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中非线性相位网络的 一种示意图,如图 2b所示,以非线性相位网络为一个 LC并联谐振网络为例, 进行原理说明,图 2b中非线性相位网络为 LC并联谐振网络,其阻抗 ZJ符合 如下公式( 1-3 ):


(1-3)

在公式(1-3) 中,„=2 , L为 LC并联谐振网络的电感值, C为 LC 并联谐振网络的电容值,假设 Doherty功率放大器需要在两个频点工作,且 已知在工作频段/ 1需要的反射相角(弧度)为^ 在工作频段 /2需要的反射 相角 (弧度)为,则由于工作频段/ i、 /2已知,根据 =2 和62 =2 2得 到 、 ω2的值后,根据公式( 1-2 )可以得到下列方程组( 1-4 ):

arg(r(iy, )) = atan (―) = θχ


(1-4)

将公式( 1-3 )代入公式( 1-1 )后,再将得到的结果代入方程组( 1-4 ), 可以得到如下公式 (1-5):

arg(r(iyj )) = =θ、


arg(r(ft>2 )) = atan 2 · Ζο · &>2 · J + 2 · Ζο · &>2 · J · C

θ

(Ζο2 -2-Ζο222 -L-C + Zo2■ ω24 -L2 -C2 - ω22 · L2 )

(1-5)

求解公式( 1-5 ) 即可得到 LC并联谐振网络中 L、 C的值。

图 2c为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中非线性相位网络在 不同谐振频率下反射相角与工作频段关系示意图,如图 2c 所示,谐振频率

( f = ~= )在 1GHz附近的情况下, LC并联谐振网络的反射相角在弧度

为 (-π, π) 即角度为(-180°,180°) 范围内变化。图 2d为本发明实施例一提 供的 Doherty功率放大器中非线性相位网络在不同 Q值(与 ^TZ成正比) 下反射相角与工作频段关系的示意图,如图 2d所示,不同的 Q值, LC并联 谐振网络的反射相角在弧度为 (-π, π) 范围内变化。因此,可以选择的反射 相角的范围大,在 LC并联谐振网络中,若需电感值 L、电容值 C有有效解 最好满足,工作频段中的高频段所需反射相角小于低频段所需反射相角。

综上所述,在合路电桥的隔离端加一个 LC并联谐振网络(如图 2b)后, 可以通过调整 LC并联谐振网络中的电感电容值,改变谐振网络的谐振频率

和 Q值,使得在两个工作频段的反射相角均至最佳,同时实现两个工作频段 上的反射相角,从而可以在两个工作频段同时达到 Doherty功率放大器的最 佳效率。

Doherty功率放大器假设需要在工作频段 800MHz和 900MHz频段同时达 到高效率工作,以现有技术中合路电桥隔离端连接一条传输线以及本发明图 2b中合路电桥隔离端连接 LC并联谐振网络为例,设计过程分别如下:

如果合路电桥隔离端连接一条传输线, 假设传输线在功率放大器在工作 频段 fn的电长度为 een,如果釆用终端短路或开路的一个传输线调整合路电桥 的隔离端的反射相角 (角度)分别符合下面公式(6 )和(1-7 ):

终端开路传输线的反射相角: enj=arg(r(fn))= -2θ (deg) ( 1-6 ) 终端短路传输线的反射相角: enj=arg(r(fn))= 180-2θ (deg) ( 1-7 ) 其中, θη(弧度 )、 0nj(角度)都表示反射相角,只是单位不同, θη=2πθη」/360。, 由于合路电桥的隔离端的反射相角是功率放大器的工作频段的函数,偏离中 心频点后反射相角发生变化。如果以单一的传输线作为反射器形成的反射相 角是线性的,符合公式: Aarg(r(co))/A(D=常数。图 3a为 Doherty功率放大器 中釆用一条传输线的反射相角与工作频段的关系示意图,如图 3a所示,釆用 一条传输线的反射相角与工作频段的关系曲线的斜率由该传输线的时延决 定。如果 Doherty功率放大器在工作频段需要的反射相角为 在工作频 段 f2需要的反射相角为 θ¾ , —条传输线很难同时满足两个工作频段的反射相 角要求,需要增加反射相角若干周期来改变曲线的斜率,并配合合路电桥输 入端的传输线长度的调整才能做到。假设在电桥合路的 Doherty功率放大器 工作频段 800MHz需要的反射相角为 50° (弧度值为 2π50 360° ) , 在工作频 段 900MHz需要的反射相角为 -50° (弧度值为 -2π50 360° )。需要的传输线相

位延迟为 50°, 则传输线的时延为:

相位差 (弧度) /2πΔί=((2π 50)/360)/2π(900Μ-800Μ)=(50/360) I 1E8 = 1.39ns

由于 1.39ns的传输线在空气介质的情况下物理长度约为 0.42米,时延过 大,因此,釆用单一的传输线作为反射器存在传输线占用面积增加和损耗增 加的问题,难以实现。

而以本发明图 2b中合路电桥隔离端连接 LC并联谐振网络作为反射器, 图 3b为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中非线性相位网络在一个 工作频段的等效示意图,图 3c为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器 中非线性相位网络在另一个工作频段的等效示意图, 在电桥合路的 Doherty 功率放大器工作频段 800MHz需要合路电桥的隔离端的反射相角为 50°性能 最佳,参见公式(1-7 )可以得到,相当于隔离端连接一条工作频段为 800MHz 且电长度为 ( 180-50 ) /2=65。的终端短路传输线,如图 3b所示;在工作频段 900MHz 需要合路电桥的隔离端反射相角为 -50。性能最佳,参见公式(1-7 ) 可以得到,相当于隔离端连接一条工作频段为 900MHz 且电长度为(180- ( -50 ) ) /2=115°电长度的终端短路传输线,如图 3c所示。

首先,将反射相角和工作频率值代入上述公式( 1-1 )至公式( 1-5 )计算 或者直接釆用先进设计系统( Advanced Design System; 简称: ADS )仿真计 算得到:釆用 2.35nH电感 L和 15pF电容 C并联组成的非线性谐振网络可以 同时在 800MHz和 900MHz两个工作频段达到需要的反射相角,如图 3d所示, 为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中非线性相位网络实现两个工 作频段反射角的示意图。

如图 3e所示,为本发明实施例一中 LC并联谐振网络反射相角与等效的

传输线反射相角的对比示意图, ml 点是 800MHz需要的反射相角 50°, m2 点是 900MHz需要的反射相角 -50°, S ( 1, 1 )是图 3b所示的一条传输线在 800MHz调出的结果, S (2, 2)是图 3c所示的一条传输线在 900MHz调出 的结果, S (3, 3 )是图 3d所示的 LC并联谐振网络的反射相角与工作频率 的关系曲线, S ( 3 , 3 )曲线可以同时在 800MHz和 900MHz达到所需的反射 相角。

如果图 2b的 LC并联谐振网络中高频段反射相角大于低频段, LC可能 解出负值而不可实现,因此,如果高频段反射相角小于低频段时,可以釆用 图 2b所示的 LC并联谐振网络,如果高频段所需的反射相角大于低频段,则 可以通过增加元件对该非线性相位网络进行移相来实现。图 3f为本发明实施 例一提供的 Doherty功率放大器中移相后的非线性相位网络的一种示意图, 图 3g为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中移相后的非线性相位网 络的另一种示意图,如图 3f和图 3g所示,通过在 LC并联谐振网络前端增加 电抗元件例如:电感 Ln、传输线 TL等可以实现对 LC并联谐振网络的移相。

具体地, 以图 3g 为例,假设 LC 并联谐振网络的阻抗为 Z1 , 则

Zl =— , LC 反射系数为: (《„) = ^

^ 1^τ + . ^ 并联谐振网络的

C Zl +^ Zo, 如果传

J(onL

输线 TL的电长度为 传输线 TL的阻抗为 Z2, 则非线性相位网络的阻 抗 ZJ符合下面的公式( 1-8 ):

ZL_Z Zl + Z2-tan(^(fe„))

~ Z2 + β\Λ {ωη))

( 1-8)

将公式(1-8)代入公式(1-1 )可以得到图 3g所示的非线性相位网络的 反射系数,然后在代入方程组(1-4 ) 可以得到图 3g所示的非线性相位网络 的 C、 TL的值,也可以釆用 ADS仿真计算得到 L、 C、 TL的值。

此外, 当传输线 TL的阻抗 Z2与系统阻抗 ^相等时,图 3g所示的非线 性相位网络的反射系数与 LC 并联谐振网络的反射系数的关系可以满足下面 公式 ( 1-9 ):

r ) = r1 )-e-2^)

( 1-9 )

这种情况下,将式(1-9 )代入公式(1-1 ) 、方程组(1-4 )得到的非线 性相位网络的电抗原件参数的计算更简单。 如果求解代入之后的方程组 ( 1-4 ), 可以得到的满足条件的多个 TL、 L、 C值的解,优选相位斜率小的 解,可使在每个工作频段内相位变化小,有助于保证性能。

图 3h为本发明实施例一提供的 Doherty功率放大器中移相后的非线性相 位网络的相频关系的一种示意图,如图 3h所示,经过图 3f或图 3g移相后可 以实现工作频率为 800MHz时,反射相角为 -50.129。(即 m3 ) , 工作频率为 900MHz时, 反射相角为 49.946。(如 m4 ) , 该 Doherty功率放大器可以在 800MHz 、 900MHz同时工作。

本发明实施例中各个频段所需的反射相角的具体值可以是任意的, 传输 线阻抗和负载阻抗也可以取其它值,上述例子中所选数值仅为示例而非对具 体值进行限制。上述实施例中, LC并联谐振网络仅仅是非线性相位网络的一 种示例,并非对非线性相位网络的限制, LC并联谐振网络中的 L可以用集总 参数电感来实现,也可以用终端短路或终端开路微带线实现;同理, C 可以 用集总参数电容来实现,也可以用终端短路或终端开路微带线实现;而非线

性相位网络具体实现,可以是不同方法实现的电抗的各种组合,或者包含多 个电抗元件串联或并联。电抗元件也不需要直接接到耦合器隔离端口,可以 通过传输线或其他方式连接。

本实施例在 Doherty功率放大器的宽带合路电桥的隔离端连接非线性相 位网络,可以使 Doherty功率放大器在多个工作频段实现所需反射相角,在 多个工作频段达到最佳工作状态,非线性相位网络实现简单,从而可以较容 易的实现宽带高效率且可以跨频段同时工作的 Doherty功率放大器,。

实施例二

本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中非线性相位网络可以由分 布参数网络和 /或集总参数网络组成。其中,分布参数网络可以包括传输线网 络,集总参数网络可以包括电感电容谐振网络。具体地,传输线可以等效变 化为电容值、电感值,例如: H没非线性相位网络的阻抗为 ZJ , 传输线的阻 抗 Z2 , 则终端短路传输线与并联接地的电感 L的等效关系符合公式(2-1 ):

ZL = jZ2 - tan(—- L) ( 2 λ -1 ) 终端开路传输线的阻抗 Ζ2与并联接地的电感 L 的等效关系符合公式 ( 2-2 ):


对于终端短路传输线, 线长小于四分之一波长的传输线相当于并联到地 的电感 (正虚部),线长大于四分之一波长的传输线相当于并联到地的电容

(负虚部),线长等于四分之一波长相当于开路。对于终端开路传输线,线 长小于四分之一波长的传输线相当于并联到地的电容(负虚部),线长大于 四分之一波长的传输线相当于并联到地的电感 (正虚部),线长等于四分之 一波长的传输线相当于短路。

如果非线性相位网络由分布参数网络组成, 例如:传输线网络,可以包 括以下示例:

示例一、则该传输线网络可以包括至少两条传输线 TL0, 所述至少两条 传输线 TL0并联的一端连接所述宽带合路电桥 25的隔离端,所述至少两条 传输线 TL0的另一端开路或短路,图 4a所示为本发明实施例二提供的 Doherty 功率放大器中两条传输线开路的示意图,图 4b所示为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中两条传输线短路的示意图,图 4c所示为本发明实施例 二提供的 Doherty功率放大器中传输线一条短路一条开路的示意图。

示例二、传输线网络包括第一传输线 TL1、第二传输线 TL2和第三传输 线 TL3 , 所述第二传输线 TL2和第三传输线 TL3并联的一端通过所述第一传 输线 TL1连接所述宽带合路电桥 25的隔离端,所述第二传输线 TL2和第三 传输线 TL3开路或短路,图 5a所示为本发明实施例二提供的 Doherty功率放 大器中三条传输线网络的一种示意图,第二传输线 TL2和第三传输线 TL3分 别开路;图 5b所示为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中三条传输 线网络的另一种示意图,第二传输线 TL2和第三传输线 TL3短路;图 5c所 示为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中三条传输线网络的再一种 示意图,第二传输线 TL2开路,第三传输线 TL3短路。

示例三、如图 6a所示,为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中 高阶传输线网络的一种示意图,传输线网络包括第一传输线 TL1、第二传输 线 TL2、第三传输线 TL3、第四传输线 TL4和第五传输线 TL5, 所述第一传 输线 TL1 的一端连接所述宽带合路电桥 25的隔离端,所述第一传输线 TL1 的另一端连接所述第二传输线 TL2, 所述第一传输线 TL1与所述第二传输线 TL2和第三传输线 TL3 串联,所述第三传输线 TL3开路或短路(图 6a以开 路为例);

第一传输线 TL1与第二传输线 TL2的连接节点 a与第四传输线的一端连 接,第四传输线 TL4的另一端开路或短路(图 6a以开路为例;);

第二传输线 TL2与第三传输线 TL3的连接节点 b与第五传输线 TL5的一 端连接,第五传输线 TL5的另一端开路或短路(图 6a以开路为例 )。

釆用图 6a所示的高阶传输线网络可以实现多个工作频段的宽带 Doherty 功率放大器。例如:如果设计一个可以在 1000MHz、 1500MHz和 2000MHz 三个工作频段同时工作的 Doherty功率放大器,经过调试,可以获得如图 6b 所示的本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中高阶传输线网络反射相 角与等效的传输线反射相角的对比示意图,假设在 1000MHz需要合路电桥的 隔离端反射相角为 -50° (弧度值为 -2π50 360° )性能最佳,根据公式 ( 1-7 ) 可知,相当于一条 1000MHz 115。电长度的终端短路传输线(图 6b的 S,( 1 , 1 )曲线);在 1500MHz需要合路电桥的隔离端反射相角为 50°性能最佳,相 当于一条 1500MHz 65。电长度的终端短路传输线(图 6b的 S' ( 2, 2 )曲线); 在 2000MHz 需要合路电桥的隔离端反射相角为 -50°性能最佳,相当于一条 2000MHz 115°电长度的终端短路传输线(图 6b的 S' ( 3 , 3 )曲线),而 S' ( 4, 4 )是图 6a所示的高阶传输线网络的反射相角与工作频率的关系曲线, S' ( 4, 4 ) 曲线可以同时在 1000MHz、 1500MHz和 2000MHz三个工作频段 达到所需的反射相角。

釆用图 6a所示的高阶传输线网络可以实现对三个工作频段反射相角分别 调节,传输线 TL4在工作频段— 1 (不要求具体哪个频点)开路的 λ/4传输线, 对于工作频段—1 , 在连接节点 a处形成一个短路点,调节传输线 TL1的电长 度可以调节工作频段—1的反射相角,不受连接节点 a后面网络的影响;传输 线 TL5是在工作频段— 2开路的 λ/4传输线,对于工作频段 2, 在连接节点 b 处形成一个短路点,调节传输线 TL2可以调节工作频段— 2的反射相角,不会 影响到工作频段— 1 , 也不受连接节点 b后面网络影响;工作频段— 3的反射相 角通过调节传输线 TL3来确定,不会影响工作频段— 1和工作频段— 2的调试 结果。从而实现 3个频段反射相角的分别调整,同理,两个工作频段的情况, 以及更多的工作频段的情况也可以参考这个高阶网络。

进一步地,如果非线性相位网络由集总参数网络组成,例如:包括电感 电容谐振网络,可以包括以下示例:

示例一、电感电容谐振网络可以包括:至少一个电感和至少一个电容, 所述电感和电容的连接关系为并联、串联或混联。例如:参见图 2b, 电感 L 和电容 C并联的一端连接宽带合路电桥 25的隔离端,电感 L和电容 C并联 的另一端短路。再如:图 7a为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中 电感电容谐振网络中电感电容并联一种示意图,如图 7a所示,电感电容谐振 网络可以为多个电容 C与一个电感 L并联;图 7b为本发明实施例二提供的

Doherty功率放大器中电感电容谐振网络中电感电容并联的另一种示意图,如 图 7b所示,电感电容谐振网络可以为一个电容 C与多个电感 L并联;当然, 也可以为多个电容与多个电感并联。图 7c为本发明实施例二提供的 Doherty 功率放大器中电感电容谐振网络中电感电容串联的一种示意图,如图 7c所示, 电感 L和电容 C串联,电感 L的另一端连接宽带合路电桥 25的隔离端,电 容 C的另一端接地。图 7d为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中电 感电容谐振网络中电感电容混联的一种示意图,如图 7d 所示,两个电容 C 串联后与一个电感并联,并联的一端连接宽带合路电桥 25的隔离端,并联的 另一端短路或开路(图 7d所示为短路)。其中,集总参数网络还可以包括电 阻,电阻与电感电容谐振网络配合也可以实现非线性相位网络的功能。

此外, 非线性相位网络由分布参数网络和集总参数网络组成,例如:分 布参数网络包括至少一条传输线,所述集总参数网络包括至少一个电感和 /或 至少一个电容,图 8a为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中分布参 数网络和集总参数网络并联的一种示意图,图 8b 为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中分布参数网络和集总参数网络并联的另一种示意图,如 图 8a和图 8b所示,分布参数网络和集总参数网络可以包括至少一个电容 C 和 /或至少一个电感 L, 并且包括至少一条传输线 TL0, 所述传输线 TL0与电 容 C或电感 L并联的一端连接所述宽带合路电桥 25的隔离端,所述传输线 TL0的另一端开路或短路, 电容 C或电感 L的另一端接地。

或者, 图 8c为本发明实施例二提供的 Doherty功率放大器中分布参数网 络和集总参数网络混联的一种示意图,图 8d为本发明实施例二提供的 Doherty 功率放大器中分布参数网络和集总参数网络混联的一种示意图,如图 8c和图 8d所示,分布参数网络和集总参数网络包括至少一个电容 C和 /或至少一个电 感 L, 并且包括第一传输线 TL1和第二传输线 TL2, 第二传输线 TL2与电容 C或电感 L并联的一端通过第一传输线 TL1连接所述宽带合路电桥的隔离端, 第二传输线 TL2的另一端开路或短路,电容 C或电感 L的另一端接地。

本实施例在 Doherty功率放大器的宽带合路电桥的隔离端连接非线性相 位网络,可以使 Doherty功率放大器在多个工作频段实现所需反射相角,在 多个工作频段达到最佳工作状态,非线性相位网络实现简单,从而可以较容 易的实现宽带效率高且可以跨频段同时工作的 Doherty功率放大器;此外, 该 Doherty功率放大器对主、宽带辅助功率放大器的元件要求低,容易选择。 实施例三

图 9a为本发明实施例三提供的两路的 Doherty功率放大器的示意图,如 图 9a所示,该 Doherty功率放大器包括:第一宽带分路器 211、第二宽带分 路器 212、宽带功率放大电路 23、第一宽带合路电桥 251、第二宽带合路电 桥 252、第一非线性相位网络 271和第二非线性相位网络 272, 所述宽带功率 放大电路 23 包括宽带主功率放大器 231、第一宽带辅助功率放大器 2331和 第二宽带辅助功率放大器 2332 , 所述宽带主功率放大器 231 的工作模式为 AB类或 B类,所述第一宽带辅助功率放大器 2331和第二宽带辅助功率放大 器 2332的工作模式为 C类;

所述第一宽带分路器 211分别连接所述宽带主功率放大器 231和所述第 一宽带辅助功率放大器 2331的输入端;所述第二宽带分路器 212分别连接所 述第一宽带分路器 211和所述第二宽带辅助功率放大器 2332的输入端;

所述第一宽带辅助功率放大器 2331 和所述第二宽带辅助功率放大器 2331的输出端分别连接所述第二宽带合路电桥 252的输入端,所述第二宽带 合路电桥 252的隔离端连接所述第二非线性相位网络 272;

所述宽带主功率放大器 231和所述第二宽带合路电桥 252的输出端分别 连接所述第一宽带合路电桥 251的输入端,所述第一宽带合路电桥 251的隔 离端连接所述第一非线性相位网络 271 , 所述第一宽带合路电桥 251 的输出 端连接负载;

所述第一非线性相位网络 271和所述第二非线性相位网络 272用于调节 所述第一宽带合路电桥 251和所述第二宽带合路电桥 252的隔离端在 Doherty 功率放大器的工作频段所需的反射相角,其中,该 Doherty功率放大器的工 作频段可以包括至少一个频段。

具体地,宽带主功率放大器 231、第一宽带辅助功率放大器 2331和第二 宽带辅助功率放大器 2332与其对应的宽带合路电桥可以直接连接,也可以通 过传输线 TL连接对应的宽带合路电桥,具体可以根据应用场景进行设定。 实施例三中是一种两路的 Doherty功率放大器的示例,实际应用中,也可以 为两路以上。

图 9b为本发明实施例三提供的多路 Doherty功率放大器的示意图,如图 9b所示,宽带分路器 Dl、 D2、 D3将输入信号分成四路,宽带分路器 D1连 接宽带主功率放大器 M和宽带辅助功率放大器 A1 ,宽带分路器 D2连接宽带 分路器 D1和宽带辅助功率放大器 A2, 宽带分路器 D3连接宽带分路器 D2 和宽带辅助功率放大器 A3; 宽带辅助功率放大器 A2、 A3分别通过一段传输 线 TL连接到宽带合路电桥 H3的输入端,宽带合路电桥 H3的隔离端连接一 个非线性线性网络,宽带合路电桥 H3的输出端连接宽带合路电桥 H2的一个 输入端;宽带辅助功率放大器 A1 通过一段传输线 TL连接到宽带合路电桥 H2的另一个输入端, 宽带合路电桥 H2的隔离端连接一个非线性线性网络, 宽带合路电桥 H2的输出端连接宽带合路电桥 m的一个输入端; 宽带辅助功 率放大器 M通过一段传输线 TL连接到宽带合路电桥 HI的另一个输入端, 宽带合路电桥 m的隔离端连接一个非线性线性网络, 宽带合路电桥 m的输 出端连接负载。

本实施例在 Doherty功率放大器的宽带合路电桥的隔离端连接非线性相 位网络,可以使 Doherty功率放大器在多个工作频段实现所需反射相角,在 多个工作频段达到最佳工作状态,非线性相位网络实现简单,从而可以较容 易的实现宽带效率高且可以跨频段同时工作的 Doherty功率放大器;此外, 该 Doherty功率放大器对主、宽带辅助功率放大器的元件要求低,容易选择。 由上述的实施例一、二、三可知:如果 Doherty功率放大器仅包括一个 宽带合路电桥(参见实施例一、实施例二),则所有主功率放大器和宽带辅助 功率放大器都可以连接到该宽带合路电桥的输入端,非线性相位网络连接到 该宽带合路电桥的隔离端;如果 Doherty功率放大器包括两个以上宽带分路 器和两个以上宽带合路电桥,构成多路 Doherty功率放大器,则可以每一级 宽带合路电桥的隔离端分别连接一个非线性相位网络,且宽带主功率放大器 连接到最后一级宽带合路电桥的一个输入端,而宽带辅助功率放大器则可以 通过其对应的各级宽带合路电桥连接到其下一级宽带合路电桥的一个输入 端,多路宽带合路电桥可以使 Doherty功率放大器实现更高的峰均比(PAR )。

实施例四

图 10为本发明实施例四提供的功率放大方法的流程图,如图 10所示, 该功率放大方法包括:

步骤 101、通过宽带分路器将输入信号分路后,分别输入宽带功率放大 电路的宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器的输入端;所述输入信号包 括至少一个频段的信号;

步骤 102、通过所述宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大器对所述输 入信号进行功率放大后,通过宽带合路电桥输出至负载,所述宽带合路电桥 的隔离端连接非线性相位网络,所述非线性相位网络用于调节所述宽带合路 电桥的隔离端在所述输入信号的至少一个频段所需的反射相角。

进一步地, 所述宽带合路电桥的隔离端在输入信号的至少一个频段所需 的反射相角基于公式 arg(r(iy„)) = 得到,其中,为所述宽带合路电桥的隔离 端在输入信号的至少一个频段所需的反射相角;《„ = 2 „, /„为从输入信号的 至少一个频段中选定的频点; Γ(ί¾)为所述宽带合路电桥的隔离端在输入信号 的至少一个频段所需的反射系数。 可以理解的是, 输入信号的频段即为 Doherty功率放大器的工作频段。

其中, 宽带合路电桥的隔离端在输入信号的至少一个频段所需的反射系 数 Γ ( )符合公式: Γ(ω„) = ^^ = Α„+ β ,

ZL + Zo 其中, ZJ为所述非线性相位网 络的阻抗, Z0为系统阻抗, 4为所述反射系数的实部, 为所述反射系数的 虚部。

具体非线性相位网络的计算过程可以参见实施例一中的相关描述。

再进一步地,所述非线性相位网络由分布参数网络和 /或集总参数网络组 成。具体结构可以参见实施例一、二中的相关描述。

本实施例通过 Doherty功率放大器通过宽带分路器将包括至少一个频段 的输入信号分路后,分别输入宽带功率放大电路的宽带主功率放大器和宽带 辅助功率放大器的输入端,通过所述宽带主功率放大器和宽带辅助功率放大 器对所述输入信号进行功率放大后,通过宽带合路电桥输出至负载,由于宽 带合路电桥的隔离端连接非线性相位网络,可以使 Doherty功率放大器在多 个工作频段(即输入信号的多个频段)实现所需反射相角,在多个工作频段 达到最佳工作状态, 提高对多个频段的输入信号的功率放大效率;其中,

Doherty功率放大器的非线性相位网络实现简单,从而可以较容易的实现宽带 效率高且可以跨频段同时工作。

本发明实施例中提供的 Doherty功率放大器可以用于放大包括至少一个 频段的输入信号,即 Doherty功率放大器的工作频段包括至少一个频段,尤 其可以用于放大包括两个以上频段的输入信号,即 Doherty功率放大器的工 作频段包括两个以上频段。

本发明实施例所提供的 Doherty功率放大器,可以应用于射频功率放大 领域,包括但不限于通信领域。应用于通信领域时,本发明实施例所提供的 Doherty功率放大器可以应用于发信机内,该发信机可以为基站中的发信机。

本发明实施例提供一种基站, 包括本发明实施例所提供的任意一种 Doherty功率放大器。

代表方案的优劣。

最后应说明的是:以上实施例仅用以说明本发明的技术方案,而非对其 限制;尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明,本领域的普通技术 人员应当理解:其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改,或 者对其中部分技术特征进行等同替换;而这些修改或者替换,并不使相应技 术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。