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1. WO2007000154 - ARRANGEMENT FOR CARRYING OUT CURRENT-TO-VOLTAGE CONVERSION

Note: Text based on automatic Optical Character Recognition processes. Please use the PDF version for legal matters

Anordnung zur Strom-Spannungs-Wandlung

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Strom-Spannungs-Wandlung, vorzugsweise für einen Infrarotempfänger, bestehend aus einer Transimpedanzstufe, welche einen mehrstufigen Verstärker enthält, welche zwei Eingänge mit jeweils ersten zwischen die Fotodiode und den Eingängen der Transimpedanzstufe geschalteten Koppelkapazitäten und zwei Ausgänge aufweist, wobei die Ausgänge der Transimpedanzstufe mit den Eingängen einer Anordnung zur Verstärkungsregelung und der Ausgang der Anordnung zur Verstärkungsregelung mit dem Verstärkungs-regeleingang der Transimpedanzstufe verbunden sind, wobei die Ausgänge der Transimpedanzstufe jeweils mit einem zugehörigen Eingang eines Komparators verbunden sind.

Die Weiterentwicklung und vor allem die fortschreitende Miniaturisierung beispielsweise von IrDA-Modulen (Infrared Data Association) führt zu immer weiter steigenden Anforderungen an die darin integrierten IrDA-Tranceiver-Chips sowie die Empfangs- und Sendedioden. So erfordert dieser Trend höhere Empfindlichkeiten, kleinere Chipflächen und geringere Betriebsströme bzw. kleiner werdende Betriebsspannungen.

Durch Fertigungstoleranzen im Herstellungsprozess kommt es zu Unsymmetrien in allen symmetrischen Schaltungsteilen beider Verstärkerstufen und der Transimpedanz-Widerstände. Diese führen dazu, dass trotz einer Eingangsspannung Ue von Ue=0V an der Eingangsstufe eine AusgangsSpannung Ua≠0V erzeugt wird. Diese als statischer Offset bezeichnete AusgangsSpannung kann von Chip zu Chip verschieden groß sowie positiv oder negativ sein. Da die Empfänger nach dem Stand der Technik aus zwei Stufen bestehen, aus einer ersten als Transimpedanz-verstärkerstufe beschalteten und einer zweiten als Spannungs- Verstärker beschalteten, wird der durch die erste Stufe erzeugte statische Offset durch die der ersten Stufe nachgeschaltete zweite Stufe noch verstärkt. Durch diesen Offset wird eine impulsgetreue Signalerzeugung durch einen der Transimpedanzstufe nachgeschalteten Komparator gestört.

Aus dem Stand der Technik sind mehrere Verfahren zur Kompensation des statischen Offset bekannt.

Ein erstes Verfahren besteht in der Messung des statischen Offsets und dessen Kompensation im laufenden Betrieb nach dem Chopper-Prinzip. Die Nachteile dieses Verfahrens liegen in der Notwendigkeit einer aktiven Zusatzschaltung zur Messung und Kompensation, einem großen Ladekondensator, einem durch diese Anordnung bedingten erhöhten Strom- und Flächenbedarf sowie möglicher Störabstrahlungen durch den Taktgenerator der Zusatzschaltung. Die Messung und Kompensation des Offsets muss in den Impuls- oder Übertragungspausen erfolgen, somit ist dieses Verfahren für ein zeitkontinuierliches Eingangssignal ungeeignet, da beispielsweise bei einem Infrarotempfänger nicht bekannt ist, zu welchem Zeitpunkt Lichtimpulse eintreffen.

Ein zweites Verfahren besteht in der Abtrennung des statischen Offset durch Koppelkapazitäten. Diese werden zwischen den Aus-gangen der Transimpedanzstufe und den Eingängen eines nachfolgenden Komparators eingefügt. Da für eine originalgetreue Signalübertragung eine tiefe untere Grenzfrequenz notwendig ist, müssen die Koppelkondensatoren entsprechend groß dimensioniert sein. Somit besteht ein Nachteil dieser Lösung im erhöhten Flächenbedarf für die Koppelkondensatoren. Ein weiterer Nachteil besteht in der Erzeugung von zusätzlichen Polstellen in der Übertragungsfunktion der Gesamtanordnung durch die Koppelkapazitäten im Zusammenspiel mit weiteren Schaltungskomponenten. Somit sind umfangreiche Maßnahmen zur Realisierung einer standardgerechten Übertragung nach dem IrDA-Protokoll notwendig, da neben den Impulsen des Eingangspatterns keine weiteren Impulse durch die Eigendynamik der Anordnung generiert werden dürfen.

Eine dritte Möglichkeit besteht in der Kalibrierung der Transimpedanzstufe während des Produktionsprozesses. Zur Durchführung dieser Kalibrierung müssen auf dem Chip kalibrierbare Zusatzelemente mit einer entsprechenden Beschaltung vorgesehen sein. Diese Zusatzelemente werden dann beispielsweise durch einen Laser abgeglichen, wobei dieser Vorgang meist aus mehreren zu wiederholenden Kalibrier- und Messvorgängen besteht, ehe der Chip abgeglichen ist. Die Nachteile dieser Lösung bestehen somit im erhöhten Platzbedarf durch die Zusatzelemente sowie in der zeitintensiven und aufwändigen Kalibrierung selbst.

Diese Kompensationsverfahren sind für kleine preiswerte Chips, welche für differenzierende Protokolle, wie beispielsweise die Spezifikationen SIR (Serial Infrared) oder MIR (Medium Infrared) , eingesetzt werden, wegen der beschriebenen Nachteile ungeeignet .

Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zur Strom-Spannungs-Wandlung, vorzugsweise für einen Infrarotempfänger anzugeben, mit welcher der statische Offset, welcher bei der Strom-Spannungs-Wandlung der empfangenen Eingangs-impulse bzgl . Empfindlichkeit oder Fehlfunktionen störend wirkt, verringert wird und somit sämtliche Offset-Kompensationsmaßnahmen im Verstärker selbst, oder aber an dessen Ausgang, entfallen können.

Gemäß der Erfindung wird die Aufgabe bei einer Anordnung zur Strom-Spannungs-Wandlung der eingangs genannten Art dadurch gelöst, dass die Ausgänge eines mehrstufigen Verstärkers über den Transimpedanzwiderstand so auf dessen Eingänge rückgeführt werden, dass der statische Offset des mehrstufigen Verstärkers nur mit dem Verstärkungsfaktor 1 an den Verstärkerausgang transformiert wird. Erfindungsgemäß wird ein mehrstufiger Verstärker mit 2 Stufen verwendet.

Während im Stand der Technik jede Teilstufe einer mehrstufigen

Verstärkeranordnung über einen eigenen Rückkoppelungszweig verfügt, ist gemäß der Erfindung nur ein Rückkoppelungszweig mittels des Transimpedanzwiderstandes über beide Stufen des Verstärkers vorgesehen. Dieser ist derart ausgeführt, dass die

Elemente der Rückkoppelung zwischen einem ersten Ausgang

(„outnw)der zweiten Stufe und einem ersten Eingang („inp") der ersten Stufe, sowie zwischen einem zweiten Ausgang („outp") der zweiten Stufe und einem zweiten Eingang („inn") der ersten Stufe des mehrstufigen Verstärkers angeordnet sind.

Die Strom-Spannungs-Wandlung wird somit über beide Stufen der mit einer mehrstufigen Verstärkeranordnung bestückten Transimpedanzstufe ausgeführt.

Durch diese Art der Rückkoppelung wird erreicht, dass der statische Offset des Gesamtverstärkers durch Verwendung einer Transimpedanz in der Rückkoppelung der mehrstufigen Verstärkeranordnung nur mit einem Verstärkungsfaktor von „Eins" an den Ausgang der Transimpedanzstufe transformiert wird.

Die Größe des verbleibenden statischen Offsets ist beispielsweise durch Verwendung von Bipolartransistoren in den beiden Differenzstufen so gering, dass sie in der Toleranz der Komparatorschaltschwelle eines nachgeschalteten Komparators untergeht .

In einer Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Ausgänge der Transimpedanzstufe direkt mit den Eingängen des nachgeschalteten Komparators verbunden sind.

Im Stand der Technik erfolgt die Koppelung der Ausgänge der Transimpedanzstufe an die Eingänge eines nachfolgenden Komparators über Koppelkapazitäten. Da durch die erfindungs-gemäße Lösung der statische Offset sehr klein ist, werden die Ausgänge der Transimpedanzstufe direkt mit den Eingängen des Komparators verbunden. Somit wird zum einen die für Koppel- kondensatoren notwendige Chipfläche eingespart und zum anderen eine zusätzliche Polstelle in der Übertragungsfunktion der Anordnung zur Strom-Spannungs-Wandlung vermieden.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung ist vorgesehen, dass zwischen den Ausgängen der Transimpedanzstufe eine das AusgangsSignal auf einen Schwellwert begrenzende Stufe angeordnet ist.

Zur Sicherung einer fehlerfreien und impulsgetreuen Signalverarbeitung durch einen der Transimpedanzstufe nachgeschalteten Komparator ist es vorteilhaft, die Ausgangsspannung und somit die KomparatoreingangsSpannung in der Signalamplitude des Differenzausgangssignals, beispielsweise auf einen Spannungswert von U ≤400mV zu begrenzen.

Die Erfindung soll nachfolgend anhand zweier Ausführungsbeispiele näher erläutert werden. In den zugehörigen Zeichnungen zeigt

Fig. 1 eine Übersichtsdarstellung eines IrDA-Empfängers nach dem Stand der Technik,

Fig. 2 eine erfindungsgemäße Transimpedanzstufe und

Fig. 3 eine erfindungsgemäße Transimpedanzstufe für die IrDA-Protokolle SIR und MIR.

Figur 1 zeigt eine Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik. Diese besteht aus einer mit einer Vorspannungs-erzeugung 2 verschalteten Fotodiode 1, welche über erste

Koppelkapazitäten 3 mit einer mehrstufigen Transimpedanzstufe 4 verbunden ist. Die Ausgänge der mehrstufigen Transimpedanz-stufe 4 sind mit den Eingängen einer automatischen Verstär-kungsregelung 5 verbunden. Der Ausgang der automatischen

Verstärkungsregelung 5 ist mit dem Verstärkungsregelungseingang der mehrstufigen Transimpedanzstufe 4 zur Verstärkungsregelung der Stufe verbunden. Die Ausgänge der mehrstufigen Transimpedanzstufe 4 sind weiterhin über zweite Koppelkapazitäten 6 mit den Eingängen eines Komparators 7 verbunden. Dem Komparator 7 kann zur Aufbereitung des Komparator-ausgangssignals für eine nachfolgende Verarbeitung eine digitale Nachbehandlungsstufe 8 nachgeschaltet sein, welche dann das Ausgangssignal des IrDA-Empfängers am Ausgang RxD 9 bereitstellt .

In der Figur 2 ist eine Realisierungsform einer erfindungsgemäßen Anordnung zur Strom-Spannungs-Wandlung in einem IrDA-Empfänger dargestellt. In dieser Darstellung ist die zweistufige Transimpedanzstufe mit der über beide Stufen geführten Rückkoppelung dargestellt.

Die Anordnung weist neben den zwei Eingängen „inp" und „im", den zwei Ausgängen „outn" und „outp" einen Anschluss für eine Betriebsspannung „Vcc", einen Anschluss für das Masse-Potential und einen Verstärkungsregelungseingang „V_AGC" auf.

Die Eingänge der Transimpedanzstufe „inp" und „inn" sind jeweils mit einem Basisanschluss des bipolaren Eingangsdifferenzverstärkers, welcher aus den Transistoren QO und Ql besteht und die erste Stufe der mehrstufigen Transimpedanzstufe darstellt, verbunden. Die Kollektoren der Transistoren QO und Ql sind über die Widerstände RO und Rl mit der Betriebsspannung „Vcc" verbunden. Die Emitter der Transistoren QO und Ql sind gemeinsam mit der Stromquelle 10 verbunden, wobei der zweite Anschluss der Stromquelle 10 mit dem Masse-Potential verbunden ist.

Zur Verbesserung der Großsignalfestigkeit der ersten Stufe sind zwischen den Kollektoren der Transistoren QO und Ql die Transistoren Q5 und Q6, welche als Dioden geschaltet sind, angeordnet, mittels derer eine Differenzsignalbegrenzung realisiert wird. Diese Begrenzung ist beispielsweise für den Fall notwendig, dass ein Infrarotsender seine Lichtimpulse in unmittelbarer Nähe der Empfängerdiode aussendet und somit ein großer Fotostrom in der Empfängerdiode erzeugt wird.

Die Ausgänge des bipolaren Eingangsdifferenzverstärkers der erste Stufe, welche an den Kollektoren der Transistoren QO und Ql angeschlossen sind, sind mit den Basisanschlüssen der Transistoren Q3 und Q4 der nachfolgenden, geregelten Differenzverstärkeranordnung, welche die zweite Stufe der mehrstufigen Verstärkeranordnung, welche als Transimpedanzstufe verwendet wird, darstellt, verbunden.

Die Kollektoren der Transistoren Q3 und Q4 sind über die Widerstände R3 und R2 mit der Betriebsspannung „Vcc" verbunden. Die Emitter der Transistoren Q3 und Q4 sind gemeinsam mit der Stromquelle Il verbunden, wobei der zweite Anschluss der Stromquelle Il mit dem Masse-Potential verbunden ist.

Die Verstärkungsregelung der zweiten Stufe erfolgt durch die n-Depletiontransistoren 12 und 13, welche als regelbare

Rückkoppelungswiderstände der zweiten Stufe zugeschaltet sind.

Die Gate-Anschlüsse der n-Depletiontransistoren 12 und 13 sind mit dem Verstärkungsregelungseingang „V_AGC" der Transimpedanz-stufe verbunden und werden somit durch die außerhalb dieser Anordnung erzeugte VerstärkungsregelungsSpannung angesteuert. Der Drain-Anschluss des Transistors 12 ist mit dem Kollektor des Transistors Q3 , der Source-Anschluss mit der Basis von Q3 und der Bulk-Anschluss mit dem Masse-Potential verbunden. Der Drain-Anschluss des Transistors 13 ist mit dem Kollektor des Transistors Q4, der Source-Anschluss mit der Basis von Q4 und der Bulk-Anschluss mit dem Masse-Potential verbunden.

Durch das Signal „V_AGC" wird somit zwischen den Endlagen „hochohmig" und „niederohmig* , bezogen auf die regelbaren Rückkoppelungswiderstände, geregelt. Im Zustand „hochohmig" erfolgt somit fast keine Rückkoppelung der geregelten Differenzverstärkeranordnung, was einer maximalen Verstärkung der EingangsSpannung der zweiten Stufe entspricht. Im Zustand „niederohmig" erfolgt durch eine maximale Rückkoppelung innerhalb der geregelten Differenzverstärkeranordnung eine Verringerung der Verstärkung der Stufe. Diese Verstärkungsregelung erfolgt unter Nutzung des internen Ausgangswiderstands der ersten Stufe und gewährleistet, dass die Transistoren Q3 und Q4 nicht in den Sättigungsbereich gelangen.

Die Ausgänge der Transimpedanzstufe „outp" und „outn" sind mit den Kollektoren der Transistoren Q3 und Q4 verbunden. Erfindungsgemäß erfolgt die Rückkoppelung über beide Stufen derart, dass der Ausgang „outn" über die Rückkoppelelemente C2 und R5 auf den Eingang „inp" und der Ausgang „outp" über die Rückkoppelelemente C3 und R4 auf den Eingang „inn" geschaltet ist.

Durch diese Beschaltung wird erreicht, dass der statische Offset der Transimpedanzstufe nur mit einem Verstärkungsfaktor von 1 an den Ausgang der Stufe transformiert wird.

Somit ergibt sich die vorteilhafte Möglichkeit, die Ausgänge der Transimpedanzstufe „outn" und „outp" direkt, also ohne zweite Koppelkapazitäten 6, mit den Eingängen des nachgeschalteten Komparators zu verbinden und somit eine durch eine kapazitive Offsetabtrennung entstehende zusätzliche Polstelle zu vermeiden.

Die Ausführung des Rückkoppelelemente der Transimpedanzstufe zum Zwecke der Strom-Spannungs-Wandlung erfolgt zweckmäßigerweise mit einem linearen und in integrierter Form kapazitätsarmen Element, um entsprechend dem kritischeren Phasengang des mehrstufigen Verstärkers gegenüber einer einstufigen Ausführung mit gleicher Technologie, ein stabiles Phasenverhalten zu realisieren. Dazu gehört weiterhin die Kompensation der durch die integrierten Transimpedanzwiderstände R4 und R5 verursachten Tiefpassanteile in der Rückkoppelung mittels ebenfalls in die Rückkoppelung geschalteter Hochpasskapazitäten C2 und C3.

Zur Vermeidung einer zu großen DifferenzausgangsSpannung an den Ausgängen „outn" und „outp" der Transimpedanzstufe ist gemäß der Darstellung in der Figur 2 zwischen den Ausgängen eine aus den Elementen MO, Ml, R6 und R7 bestehende Ausgangssignal-begrenzungsSchaltung angeordnet. Mittels dieser wird die Differenzausgangsspannung auf eine Größe kleiner gleich 400 mV begrenzt.

Ein zweites Ausführungsbeispiel ist in der Figur 3 dargestellt. Diesem Beispiel ist die bereits erläuterte Transimpedanzstufe aus dem ersten Ausführungsbeispiel zugrunde gelegt. Zur Realisierung einer Umschaltung zwischen den IrDA-Protokollen SIR und MIR weist die Transimpedanzstufe einen Mode-Eingang auf.

Die schaltungstechnische Realisierung der Stromquellen 10 und Il erfolgt derart, dass von der Betriebsspannung ausgehend die Widerstände R8, R9, der Transistor Q7 und ein den Eingangs-transistor M3 der Strombank realisierendes Element in Reihe gegen das Masse-Potential geschaltet sind. Die Stromquelle 10 wird durch den MOSFET-Transistor M4 und die Stromquelle Il durch den MOSFET-Transistor M5 realisiert. Dabei ist dem Widerstand R8 eine Drain-Source-Strecke eines MOSFET-Transistors M2 parallel geschaltet. Der Gate-Anschluss des MOSFET-Transistor M2 ist mit dem Mode-Eingang der Anordnung verbunden. Somit kann der Widerstand R8 durch das Steuersignal am Mode-Eingang je nach genutztem IrDA-Protokoll (SIR oder MIR) bei gesperrtem M2 in der Reihenschaltung voll wirksam oder bei durchgesteuertem M2 nicht wirksam sein und derart den Strom in der Strombank ändern.

Die Kollektorwiderstände RO, Rl, R3 und R2 sind im zweiten Ausführungsbeispiel jeweils als zwei in Reihe geschaltete Teilwiderstände ausgeführt. Dabei ist jeweils einer der Teilwiderstände von RO, Rl, R3 und R2 durch einen MOSFET-Transistor M6, M7, M8 und M9 überbrückt. Die Gate-Anschlüsse der MOSFET-Transistoren M6, M7, M8 und M9 sind mit dem Mode-Eingang verbunden. Somit kann der resultierende Widerstandswert der Kollektorwiderstände je nach genutztem IrDA-Protokoll (SIR oder MIR) verändert werden.

Auch die wirksamen Elemente der erfindungsgemäßen Rückkoppelung werden durch das Mode-Signal gesteuert an das jeweilige IrDA-Protokoll angepasst. Zu diesem Zweck ist beispielsweise der Kapazität C2 aus der Figur 2 eine Reihenschaltung, bestehend aus einer Teilkapazität von C2 und einem durch das Mode-Signal gesteuerten MOSFET-Transistor M13, parallel geschaltet. Somit ergibt sich bei einem gesperrten MOSFET-Transistor M13 die wirksame Kapazität der Rückkoppelung nur aus einer Teilkapazität. Bei durchgesteuertem MOSFET-Transistor M13 ergibt sich die wirksame Kapazität der Rückkoppelung aus der Parallelschaltung beider Teilkapazitäten. Das zweite Element dieser Rückkoppelung, welches gemäß Figur 2 aus dem Widerstand R5 besteht, ist durch eine Reihenschaltung von zwei Teilwiderständen ausgeführt, wobei wiederum ein Teilwiderstand durch die parallel zu diesem geschaltete Drain-Source-Strecke eines MOSFET-Transistors MlI gesteuert durch das Mode-Signal wirksam ist oder nicht.

Diese Umschaltmöglichkeiten sind auch in dem zweiten Rückkoppelzweig äquivalent ausgeführt. Dabei sind der MOSFET-Transistor M12 mit einer Teilkapazität von C3 in Reihe und der MOSFET-Transistor MlO einem Teilwiderstand von R4 parallel geschaltet.

Zwischen den Ausgängen „outnw und „oup" ist wiederum die aus dem Elementen MO, Ml, R6 und R7 bestehende Ausgangssignal-begrenzungsSchaltung angeordnet.

Anordnung zur Strom-Spannungs-Wandlung

Bezuqzeichenliste

1 Fotodiode
2 Vorspannungserzeugung
3 erste Koppelkapazitäten
4 Transimpedanzstufe, mit einer mehrstufigen Verstärkeranordnung realisiert
5 automatische Verstärkungsregelung
6 zweite Koppelkapazitäten
7 Komparator
8 digitale Nachbehandlungsstufe
9 Ausgang RxD