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1. KR1020130132817 - 풀-듀플렉스 MIMO 중계기에서의 자체-간섭 억제

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[ KO ]
풀-듀플렉스 MIMO 중계기에서의 자체-간섭 억제{Self-Interference Suppression in Full-Duplex MIMO Relays}
기 술 분 야
 일반적으로, 본 발명은 노드를 중계하는 분야에 관한 것으로, 특히 무선 MIMO(multiple-input multiple-output) 통신 시스템에서의 중계기 분야에 관한 것이다.
배경기술
 MIMO  아키텍처  무선  통신  시스템의  사용은,  다중  경로  전파의  장점을  취함으로써  이들  무선  통신  시스템의  용량(capacity)을  개선하도록  약속한다.    다중  경로  환경에서의  다중  송신  및  수신  안테나의  사용은,  공간  멀티플렉싱(spatial  multiplexing)을  통한  스펙트럼  성능만을  제공할  뿐  아니라,  다이버시티(diversity)를  통해  신뢰성을  제공한다.    
 MIMO  트랜스시버(송수신기)와  중계  네트워크를  조합하는  것은,  커버리지  영역을  연장하고,  쉐도윙  효과를  방지하며,  송신기에서의  파워  필요조건을  감소하고,  무선  통신  시스템의  인프라스트럭처  배치  비용을  감소시키기  위한  유망한  기술로서  확인되고  있다.    중계  노드는  데이터를,  강력한  쉐도윙  효과가  있는  바위로  된  또는  도시  환경에서와  같이,  소스의  도달  범위  밖에  있는  목적지로  포워드하기  위해서  채용될  수  있다.    또한,  중계기는,  실내  커버리지,  지하철  및  지하의  터널에  대해서  유용하게  될  수  있다.  
 지난  수년간  다른  중계  전략이  개발되었고,  2개의  가장  일반적인  것은  DF(Decode-and-Forward  sheme)가  필요로  되는  재생(regenerative)  중계기와  AF(Amplify-and-Forward  sheme)가  필요로  되는  퇴행(degenerative)  중계기가  있다.    AF  중계기가  특히  관심이  있는데,  그들의  낮은  복잡성  및  용이한  배치(그들의  비교할만한  성능과  함께)는  실질적인  관점으로부터  이들을  매력적이게  한다.  
 일반적으로,  중계기는,  중계기가  동일  시간  또는  동일  주파수에서  수신  및  송신하지  않는  하프-듀플렉스(half-duplex)  모드에서  동작하는  것으로  상정된다.    하프-듀플렉스  중계기의  단점은,  이들이  송신  및  수신을  위한  2개의  직교  채널을  요구하는  것이고,  따라서  공간적인  성능  불이익을  초래하는  것이다.    한편,  중계기는  풀-듀플렉스  모드에서  동작할  수  있는데,  여기서  중계기는  동시에  수신  및  송신할  수  있고,  공간적인  성능의  손실은  없는  것으로  된다.    그런데,  풀-듀플렉스  동작에서의  임계적인  단점은,  중계기의  송신으로부터  자체의  수신까지의  커플링에  의해  야기되는  자체-간섭으로  귀결되는  것인데,  이  자체-간섭은  중계기의  성능을  심각하게  제한할  수  있다.  
발명의 상세한 설명
   해결하려는 과제
 따라서, 상기된 단점 없이, 중계기의 출력과 입력 간의 자체-간섭의 효과를 감소하는 방법을 발견하는 것이, 이후에 찾아야 하는 과제이다.
   과제의 해결 수단
 상기된 바와 함께, 본 발명의 일측면은, 종래 기술 해결책에서 언급된 적어도 몇몇 단점을 감소하고, 송신기와 수신기 간의 무선 통신 네트워크에서 사용하기 위한 자체-간섭 억제를 채용한 중계기를 제공하는 것이다.
 이하,  보다  상세히  개시된  본  발명의  일측면에서와  같이,  무선  통신을  위한  중계기에서  자체-간섭  억제를  제공하기  위한  하나의  방법은,  수신  및/또는  송신  억제  필터링을,  이하의  본  발명의  측면에  따라,  중계기에  의해  포워드  되는  신호에  인가하는  것이다.    
 본 발명의 제1측면은, 무선 통신을 위한 중계기에서 자체-간섭 억제를 위한 방법으로서, 상기 중계기는, 무선 통신 시스템에서 송신기와 수신기 간의 통신 채널의 부분이고, 상기 중계기는 상기 송신기로부터 송신된 신호 r(n)를 수신하고, 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)를 상기 수신기로 송신하기 위해 배열되며, 상기 통신 채널은 상기 송신기와 상기 중계기 간의 송신 채널 매트릭스(H 1)에 의해 규정된 송신 채널과, 상기 중계기와 상기 수신기 간의 수신 채널 매트릭스(H 2)에 의해 규정된 수신 채널 및 상기 중계기의 중계기 출력과 중계기 입력 간의 자체-간섭 채널을 갖고, 자체-간섭 채널은 자체-간섭 채널 매트릭스(H 0)에 의해 규정되는 방법에 있어서, 상기 방법은: 상기 중계기의 중계기 입력에서 상기 송신 채널에 걸쳐서 상기 송신기로부터 송신된 수신 신호 r(n)를 수신하는 단계와; 상기 송신 채널 매트릭스(H 1) 및 상기 자체-간섭 채널 매트릭스(H 0)에 기반해서, 상기 중계기 내에서 수신 억제 필터 매트릭스 W r를 결정하는 단계와; 상기 수신 억제 필터 매트릭스 W r, 상기 수신 채널 매트릭스(H 2) 및 상기 자체-간섭 채널 매트릭스(H 0)에 기반해서, 상기 중계기 내에서, 송신 억제 필터 매트릭스 W t를 결정하는 단계와; 상기 수신 억제 필터 매트릭스 W r, 중계기 증폭 매트릭스 G 및 상기 송신 억제 필터 매트릭스 W t를 상기 수신 신호 r(n)에 인가함으로써, 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)를 결정하는 단계 및; 상기 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)를, 상기 수신 채널에 걸친 상기 중계기로부터 상기 수신기로 송신하는 단계를 포함하여 구성되는 방법과 관련된다.
 본 방법에서, 상기 수신 신호 r(n)은, 으로 주어질 수 있고, 여기서 x r(n)는 송신된 중계 신호이고, n R(n)은 중계기에서의 노이즈 기여이다.
 본 방법에서, 상기 수신 억제 필터 매트릭스 W r는,     으로 주어진 최적 수신 억제 매트릭스에 의해 결정될 수 있고, 여기서 U의 컬럼(column)은 매트릭스 의 대응하는 일반화된 고유 벡터이다.
 본 방법에서, 상기 송신 억제 필터 매트릭스 W t는, 으로 주어지는 최적 송신 억제 매트릭스에 의해 결정될 수 있고, 는 매트릭스 의 일반화된 고유 값 분해를 인가함으로써 달성되고, 매트릭스의 컬럼 는 대응하는 고유 벡터이다.
 본 방법에서, 상기 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)의 상기 형성하는 단계는, 에 따라 행해질 수 있다.
 본 발명의 제2측면은, 무선 통신 시스템에서 자체-간섭 억제에 적용된 중계기로서, 상기 중계기는 무선 통신 시스템에서 송신기와 수신기 간의 통신 채널의 부분이고, 상기 통신 채널은 상기 송신기와 상기 중계기 간의 송신 채널 매트릭스(H 1)에 의해 규정된 송신 채널과, 상기 중계기와 상기 수신기 간의 수신 채널 매트릭스(H 2)에 의해 규정된 수신 채널 및 상기 중계기의 중계기 출력과 중계기 입력 간의 자체-간섭 채널을 갖고, 자체-간섭 채널은 자체-간섭 채널 매트릭스(H 0)에 의해 규정되며, 상기 중계기는: 상기 송신 채널에 걸쳐서 상기 송신기로부터 송신된 수신 신호 r(n)를 수신하도록 적용된 수신기 유닛과; 상기 송신 채널 매트릭스(H 1) 및 상기 자체-간섭 채널 매트릭스(H 0)에 기반해서, 수신 억제 필터 매트릭스 W r를 결정하도록 적용된 제1처리 유닛과; 상기 수신 억제 필터 매트릭스 W r, 상기 수신 채널 매트릭스(H 2) 및, 상기 자체-간섭 채널 매트릭스(H 0)에 기반해서, 송신 억제 필터 매트릭스 W t를 결정하도록 적용된 제2처리 유닛과; 중계기 증폭 매트릭스 G를 결정하도록 적용된 제3처리 유닛과; 상기 제1처리 유닛으로부터의 상기 수신 억제 필터 매트릭스 W r와 상기 제2처리 유닛으로부터의 상기 송신 억제 필터 매트릭스 W t와 상기 제3처리 유닛으로부터의 상기 중계기 증폭 매트릭스 G를 상기 수신 신호 r(n)에 인가함으로써, 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)를 생성하도록 적용된 제4처리 유닛으로서, 상기 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)를 송신기 유닛에 공급하도록 더 적용된 제4처리 유닛과, 상기 제4처리 유닛으로부터 상기 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)를 수신하고, 상기 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)를  상기  송신  채널에  걸쳐서  상기  수신기에  송신하도록  적용된  상기  송신기  유닛을  포함하여  구성되는  것을  특징으로  중계기에  관한  것이다.    변형에  있어서,  제1,  제2,  제3  및  제4처리  유닛은,  모두  단일  처리  유닛으로  실행될  수  있다.    다른  변형에  있어서,  채널  매트릭스  H 0, H 1, H 2는 중계기 내의 하나 이상의 메모리에 기억될 수 있고, 계산에서 필요할 때, 처리 유닛 또는 유닛들에 공급될 수 있다.
 본 중계기에서, 상기 수신기에 의해 수신된 수신 신호 r(n)은, 으로 주어질 수 있고, 여기서 x r(n)는 송신된 중계 신호이고, n R(n)은 중계기에서의 노이즈 기여이다.
 본 중계기에서, 상기 제1처리 유닛은, 에 따라 최적 수신 억제 매트릭스를 결정함으로써, 상기 수신 억제 필터 매트릭스 W r를 결정하도록 더 적용될 수 있고, 여기서 U의 컬럼은 매트릭스 의 대응하는 일반화된 고유 벡터이다.
 본 중계기에서, 상기 제2처리 유닛(705)은, 에 따라 최적 송신 억제 매트릭스를 계산함으로써, 상기 송신 억제 필터 매트릭스 W t를 결정하도록 더 적용될 수 있고, 는 매트릭스 의 일반화된 고유 값 분해에 의해 달성되고, 자체의 컬럼은 대응하는 고유 벡터이다.
 본 중계기에서, 상기 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)의, 상기 제4처리 유닛에서의, 상기 생성은, 에 따라 행해질 수 있다.
 이득  매트릭스  G의  사이즈는,  수신  및  송신  필터  매트릭스가  매칭되도록  선택될  수  있다.    전형적으로,  또한,  이는,  몇몇  실질적인  증폭  및  파워  제약을  만족하도록  선택된다.    G  매트릭스는  상기  중계기  내의  메모리에  기억될  수  있고,  계산이  필요할  때,  처리  유닛  내에  공급될  수  있다.  
   발명의 효과
 상기된  각  측면  내에서의  다른  변형이  소정의  가능한  방법으로  자유롭게  결합  될  수  있다.    
도면의 간단한 설명
 본  발명의  또  다른  목적,  형태  및  장점이  본  발명의  몇몇  실시형태의  이하의  상세한  설명으로부터  명백해지고,  여기서  본  발명의  몇몇  실시형태가  첨부  도면을  참조로  보다  상세히  설명되는데:  
도  1은  중계기  기능  없는  MIMO  무선  통신  채널을  나타낸  도면,  
도  2는  종래  기술에  따라  소스로부터  목적지로  포워딩하는  중계기를  갖는  일례의  MIMO  무선  통신  시스템을  개략적으로  나타낸  도면,  
도  3은  본  발명의  실시형태에  따라,  일례의  MIMO  무선  통신  시스템을  계략적으로  나타낸  도면,  
도  4는  본  발명의  실시형태에  따른  방법의  주요  단계를  개시한  흐름도,
도  5는  다른  공지의  알고리즘과  비교한  본  발명에  따른  시뮬레이션  결과를  나타낸  도면,  
도  6은  다른  공지의  알고리즘과  비교한  본  발명에  따른  또  다른  시뮬레이션  결과를  나타낸  도면,  
도  7은  송신기,  본  발명에  따른  무선  통신  시스템에서  자체-간섭  억제를  위해  적용된  중계기를  포함하여  구성되는  무선  통신  시스템의  블록도이다.    
발명을 실시하기 위한 구체적인 내용
 본  발명의  실시형태가  본  발명의  실시형태를  나타낸  첨부된  도면을  참조로  이하  상세히  설명된다.    그런데,  본  발명은  다양한  형태로  실시될  수  있으며,  이하의  실시형태에  제한되어  구성되지  않는다.    게다가,  이들  실시형태는,  이  개시를  통해서,  본  기술  분야의  당업자에게  본  발명의  범위를  완전히  전달할  수  있게  한다.
 이하, 개시된 벡터는 소문자로 나타내고, 매트릭스는 대문자로 나타낸다.
 도 1은 MIMO(multiple-input multiple-output) 무선 통신 시스템(100)을 나타내는데, 3개의 출력 안테나 T x1-T x3를 갖는 송신기(Tx)인 소스(101)와, 3개의 입력 안테나 R x1-R x3를  갖는  전형적으로  수신기(Rx)인  목적지(102)  및  통신  채널(103)을  포함하여  구성된다.    이  예에  있어서는,  하나의  데이터  스트림  당  안테나가  있는  한편,  다른  예에  있어서는  다수의  데이터  스트림이  동일  안테나  상에서  믹스될  수  있다(통상,  프로코딩으로  언급된다).    도  1의  안테나  T x1는 신호를 각각의 R x1, R x2 및 R x3 안테나에  송신한다.    통신  채널(103)  내의  채널  계수  h 11는 T x1과 R x1 간의  감쇄  및  위상  시프트를  규정한다.    동일한  방법으로,  채널  계수  h 12는 T x1과 R x2 간의 감쇄 및 위상 시프트를 규정하고, 채널 계수 h 13은 T x1과 R x3 간의  감쇄  및  위상  시프트를  규정한다.    T x1과 목적지(102)의 수신기에서의 모든 수신 안테나 간의 통신 채널(103)은 채널 벡터 h 1 = [h 11, h 12, h 13]로  표현될  수  있다.    동일  방법으로,  T x2와 수신기(102)에서의 모든 수신 안테나 간의 채널은 채널 벡터 h 2 = [h 21, h 22, h 23]로 표현될 수 있고, T x3과 수신기(102)에서의 모든 수신 안테나 간의 채널은 채널 벡터 h 3 = [h 31, h 32, h 33]으로  표현될  수  있다.    MIMO  무선  통신  시스템(100)에  있어서,  소스(101)에서  송신기로부터의  정보는,  이  예에  있어서는,  3개의  채널  벡터  h 1, h 2 및 h 3로  표현된  통신  채널(103)에  걸쳐서  다중  데이터  스트림으로  송신된다.    그러면,  통신  채널(103)은,  도  1에  나타낸  바와  같이,  매트릭스  H c 내에 3개의 채널 벡터 h 1, h 2 및 h 3를 갖는 매트릭스 H c로  표현될  수  있다.    통신  채널  H c는, 채널 벡터 h 1, h 2 및 h 3가  선형으로  독립적이면,  완전한  랭크(full  rank)를  갖는  것으로  불린다.    소스(101)에서의  송신기와  목적지(102)에서의  수신기  간의  신호의  다중  경로  전파  및  스케터링을  갖는  통신  채널(103)에  있어서,  이는  항상  필요하지는  않지만,  흔한  경우이다.    통신  채널  H c의  최대  랭크는,  이  예에  있어서는,  따라서  3이다.    일반적으로,  최대  가능  랭크는  가장  적은  안테나  수를  갖는  소스(101)에서의  송신기  또는  목적지(102)에서의  수신기에  의해  제한된다.
 종래  기술에  따른  MIMO  무선  통신  시스템(200)이  도  2에  보인다.    MIMO  무선  통신  시스템(200)은  소스(201)와  목적지(203)  및,  소스로부터  목적지로  송신된  정보를  중계하는  중계기  스테이션(202)을  포함한다.    송신기(Tx)인  소스는  N S 송신기 안테나를 갖고, 수신기(Rx)인 목적지는 M D 수신기 안테나를 가지며, 중계기 스테이션(이하, 중계기로 언급된다)은 M R 입력 안테나 및 N R 출력  안테나를  갖는다.    송신기(201)와  수신기(203)  간의  다이렉트  채널은,  중계된  채널과  비교해서  매우  약한  것으로  상정되므로  생략된다.    약한  다이렉트  채널이,  제1위치  내의  소스(201)와  목적지(203)  간에  중계기를  설치하기  위한  실질적인  동기이다.    이외에,  다이렉트  채널은  자체-간섭  채널에  독립적이고,  이를  어떻게  억제할  지의  소정의  정보를  제공하지  않는다.    따라서,  우리는  도  2에  나타낸  MIMO  무선  통신  시스템(200)에서  3개의  채널;  송신  채널  매트릭스  H 1에 의해 규정된 송신기(201)와 중계기(202) 입력 간의 송신 채널, 수신 채널 매트릭스 H 2에 의해 규정된 중계기(202) 출력과 송신기(203) 간의 채널인 수신 채널 및, 마지막으로 자체-간섭 채널 매트릭스 H 0에 의해 규정된 중계기 출력(도 2의 1...N R 안테나)과 중계기 입력(도 2의 1...M R 안테나)  간의  자체-간섭  채널(204)을  갖는다.    배경  섹션에서  개시된  바와  같이,  풀-듀플렉스  MIMO  중계기와  관련된  주요  문제점은,  중계기  출력과  중계기  입력  간의  불량한  차폐에  의해  야기되는  자체-간섭인데,  이는  중계기(202)의  성능에  심각하게  영향을  줄  수  있다.    따라서,  자체-간섭  채널(204)을  억제하기  위한  방법을  찾는  것이  이후의  과제가  된다.
 풀-듀플렉스  MIMO  중계기(306)에서  자체-간섭  억제를  위한  방법을  채용하는  본  발명의  실시형태에  따른,  MIMO  무선  통신  시스템(300)이  도  3에  개시된다.    MIMO  무선  통신  시스템(300)은,  전형적으로  MIMO  무선  통신  송신기(Tx)인  소스(301)와,  전형적으로  MIMO  무선  통신  수신기(Rx)인  목적지(305)  및  풀-듀플렉스  MIMO  중계기(306)(실선  및  점선으로  가리켜진다)를  포함하여  구성된다.    풀-듀플렉스  MIMO  중계기(306)(이하,  중계기로  언급된다)는,  수신  억제  매트릭스  W r를 결정하기 위한 유닛(302), 중계기 증폭 매트릭스 G를 결정하기 위한 유닛(303), 송신 억제 매트릭스 W t를  결정하기  위한  유닛(304)을  포함하여  구성된다.    송신기(301)  및  수신기(305)는  N S 및 M D 안테나를  각각  구비한다.    중계기(306)는  M R 수신 및 N R  송신  안테나를  갖고,  중계기의  주요  목적은  송신기(301)에  의해  수신기(305)로  송신된  중계기  MIMO  신호를  필터링,  증폭  및  중계하는  것이다.    매트릭스  H 1 및 H 2는  소스-투-중계기  및  중계기-투-목적지  채널  매트릭스를  각각  표현한다.    매트릭스  H 1은 송신 채널 매트릭스로 언급되고, 매트릭스 H 2는  수신  채널  매트릭스로  언급된다.    단순화를  위해서,  수신기(305)로의  다이렉트  송신기(301)  링크는,  예를  들어  쉐도윙  등에  기인해서  차단되거나  존재하지  않는(그리고,  그러므로,  도면에  도시하지  않는다)  것으로  상정한다.    중계기(306)의  중계기  출력과  중계기  입력(예를  들어,  M R 수신과 N R 송신 안테나) 간의 자체-간섭 매트릭스는 H 0로 가리킨다.
 자체-간섭  채널(204)의  억제를  위한  본  발명의  실시형태에  따른  본  방법은,  이하와  같이  개시될  수  있다.    도  3에서  송신기(301)에  의해  송신된  신호를  x s(n)로  하자.    중계기(306)는,  수신된  신호  벡터  r(n)를  필터링(302,  304),  증폭(303)  및  송신기로  포워딩한다.    채널  매트릭스  H 0, H 1 및 H 2는  중계기에  의해  공지되는  것으로  고려된다.    채널  매트릭스는,  예를  들어  무선  통신  시스템  내의  다른  노드에  의해  중계기에  공급되거나  또는,  몇몇  적합한  방법으로  중계기  내에서  결정된다.    공급  및/또는  결정된  채널  매트릭스는  중계기(306)  내의  메모리에  기억될  수  있다.    중계기(306)에서  수신된  신호  r(n)는,
 
 으로 표현되는데,
 여기서, x r(n)는 중계기 출력으로부터 송신된 중계 신호이고, n R(n)은  중계기  입력에서의  노이즈  기여이다.    중계기  입력에서의  수신  신호  r(n)는  송신기(301)로부터  송신된  적어도  하나의  신호  또는  데이터  스트림을  포함하여  구성된다.    도  1에  나타낸  바와  같이,  중계기(306)는  수신된  신호  r(n)  내의  자체-간섭  채널  H 0를 억제하기 위한 수신 억제 필터 W r(302) 및 송신 억제 필터 W t(304)를  결정  및  인가한다.    매트릭스  W r 및 W t의 디멘전은, 각각 M R 및 N R이다.    그러므로,  중계기  출력에서의  자체-간섭  억제된  송신된  신호  x r(n)는,
  로 표현되는데,
 여기서,  G는  약한  수신된  신호  r(n)를  증폭하기  위해  사용될  수  있는  복소  중계기  증폭기를  표현하는  중계기  증폭  매트릭스(303)이다.    이득  매트릭스  G의  사이즈는,  수신  및  송신  필터  매트릭스를  매칭하도록  선택될  수  있다.    전형적으로,  이는  또한  몇몇  실질적인  증폭  및  파워  제약을  만족하도록  선택된다.    수신기(305)에  대해서와  같이,  이는  중계기(306)로부터  자체-간섭  억제된  송신된  신호  x r(n)를 수신하고, 수신된 신호는,
  로 표현되는데,
 여기서, n D(n)는  수신기(305)에서의  노이즈  기여이다.    (1)  및  (2)를  (3)  내로  대체한  후,  수신기(305)에서  수신된  신호  y d(n)는,
  로 다시 쓸 수 있고,
 여기서,
 
 따라서, H 및 w(n)은 등가(합성) 채널 매트릭스 및 노이즈에 각각 대응하고, I NR는  항등  매트릭스(identity  matrix)이다.    (4)에  개시된  시스템  모델에  기반해서,  다음  섹션은  자체-간섭  수신  및  송신  억제  필터  매트릭스,  W r 및 W t의 선택을 고려한다.
 이상적으로, 최적 수신 및 송신 억제 필터, W r 및 W t  각각을  결합적으로  결정하기  위한  기준  함수가  형성될  수  있다.    예를  들어,  하나는  중계기  입력(302)에서  신호  대  간섭  비율(SIR)을  최대화하거나,  중계기  출력(304)에서  SIR을  최소화하는  것을  선택할  수  있다.    그런데,  최적  필터를  위한  다루기  쉬운  폐쇄된  형태의  해결책에  도달할  가능성이  없으므로,  본  발명에  따른  더  단순한  2단계  접근이  사용될  수  있다.
 우선, 수신 억제 필터 매트릭스 W r를 결정하고, 송신 억제 필터 매트릭스 W t를  무시한다.    이  목적은  자체-간섭  신호의  파워를  감소하고,  동시에  중계기에  의해  수신된  유용한  신호  파워를  개선하는  것이다.    그러므로,  이  목적은,
 
 또는 동등하게,
  에 따라서 중계기 입력에서 SIR을 최대화는 것이다.
 매트릭스 H 0H 0 H이  역변환  가능한  것으로  상정이면,  (9)의  해는  일반화된  고유  값  문제를  해결함으로써  달성될  수  있다.    그러므로,  최적  수신  억제  매트릭스가,
  과 같이 결정될 수 있는데,
 여기서, U의 컬럼은 매트릭스 의 대응하는 일반화된 고유 벡터이다.
 수신 억제 필터 매트릭스 W r = W r, opt를 도출한 후, 송신 억제 매트릭스 W t의  결정으로  제2단계가  진행한다.    제2단계의  목적은,  나머지  자체-간섭  파워에  대한  중계기  출력에서  유용한  신호의  파워들  간의  비율을  최대화하는  것이다.    즉,  중계기  송신측에서  SIR을  최대화한다.    그러면,  나머지  자체-간섭은,
  로서 표현될 수 있고,
 여기서 W r, opt은  (10)으로  주어진다.    SIR  최대화  문제는,  이제,
  또는 동등하게,
  으로서, 중계기 출력에서 수식화될 수 있다.
 (10)과 유사하게, 최적 송신 억제 필터 매트릭스는,
  에 의해 결정되고,
 여기서, 매트릭스 는 매트릭스 의  일반화된  고유  값  분해에  의해  달성되고,    자체의  컬럼은  대응하는  고유  벡터이다.    따라서,  최적  송신  억제  필터  매트릭스  W t,opt는 W t와 동등하다.
 따라서, 식 (2)에 따라서, 결정된 수신 억제 필터 매트릭스 W r = W r , opt를 수신된 신호 벡터 r(n)에 우선 인가하고, 중계기 증폭 매트릭스 G가 수반되며, 마지막으로 송신 억제 필터 매트릭스 W t = W t , opt를 수반함으로써, 자체-간섭 억제를 갖는 풀-듀플렉스 중계기가 본 발명에 따라 달성될 수 있다.
 도  4는,  상기된  바에  따라  자체-간섭  억제를  위한  방법에서의  주요  단계를  개시하는  흐름도를  나타낸다.    제1단계(401)는  송신  채널에  걸쳐서  송신기(301)로부터  송신된  신호  벡터  r(n)의,  중계기(306)의  중계기  입력에서의,  수신을  개시한다.    제2단계(402)는  중계기(306)에서  수신  억제  필터  매트릭스  W r의  결정을  개시한다.    제3단계(403)는  중계기(306)에서  중계기  증폭  매트릭스  G의  결정을  개시한다.    제4단계(404)는  중계기(306)에서  송신  억제  필터  매트릭스  W t의  결정을  개시한다.    제5단계(405)는,  제2단계(402)에서  결정된  억제  필터  매트릭스  W r, 제3단계(403)에서 결정된 중계기 증폭 매트릭스 G(303) 및 제4단계(404)에서 결정된 송신 억제 필터 매트릭스 W t를 제1단계(401)에서 수신된 수신 신호 r(n)에 인가함으로써, 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)의  결정을  개시한다.    제6단계  및  마지막  단계는,  제5단계(405)에서,  결정된  자체-간섭  억제된  송신  신호  x r(n)의,  상기  송신  채널에  걸친  상기  중계기(306)로부터  상기  수신기(305)로의  송신을  개시한다.    상기된  방법의  단계들은,  상기된  순서로  실행될  필요는  없는  것으로  이해되어야  한다.    본  기술  분야의  당업자에게는,  특히  제2,  3,  4단계는  역순으로  실행될  수  있고,  제5단계는  또  다른  단계들로  분할될  수  있다.
 도  5  및  6은  상기된  개시된  자체-간섭  억제  방법을  위한  시뮬레이션  결과(500,600)를  나타낸다.    도면의  500,  600에  있어서,  박스(502,602)를  갖는  실선으로  나타낸  개시된  자체-간섭  억제  방법의  성능은,  원(503,  604)의  실선으로  나타낸  공지된  ZF(zero  forcing)  알고리즘  및  점선(504,  603)으로  나타낸  자체-간섭  소거(SIC:  self-interference  cancellation)가  없는  통상적인  AF  방안과  비교된다.    SIC이  없는  504,  603을  갖는  통상적인  AF  방안에  있어서,  이득  매트릭스  G는  G  =  G maxI NR로 주어지고, 여기서 g max는 최대 가능 증폭 이득이고, I NR은  항등  매트릭스이다.    이득  매트릭스  G는,  이  예에  있어서는,  대각  매트릭스이다.
 중계기(306)는  자체의  최대  출력  파워를  초과할  수  없으므로,  자체의  증폭  이득은  자체의  입력  파워에  의존한다.    자체-간섭  소거가  없는  경우에  있어서,  중계기  입력  파워는  송신기(301)로부터  수신된  파워만  아니라  적은  증폭  이득으로  귀결되는  자체-간섭  파워로  이루어진다.    시뮬레이션  설정(set  up)은  이하와  같이  기재될  수  있다.    송신기(301),  중계기(306)  및  수신기(305)는,  4개의  송신  및  4개의  수신  안테나,  예를  들어  N S = M D = N R =  MR  =  4이다.    송신기-투-중계기  및  중계기-투-수신기  채널은  독립적인  레일라이트  페이딩(Rayleigh  fading)을  경험하는  것으로  상정할  수  있다.    그러므로,  송신  채널  매트릭스  H 1 및 수신 채널 매트릭스 H 2는 독립적인 동등하게 분산된 (i.i.d) 엘리먼트를 포함하는 독립적인 매트릭스인데, 이 엘리먼트는 로서  분산된다.    자체-간섭  채널에  대해서,  2개의  다른  경우가  고려된다.
 도  5에  나타낸  제1시뮬레이션  경우에  있어서,  자체-간섭  채널은  랭크  원(Rank  one),    LoS(Line  of  Sight)  MIMO  채널로서  모델링되고,  도  6에  나타낸  제2시뮬레이션  경우,  자체-간섭  채널은,   로서  분산된  i.i.d  엘리먼트를  갖는  풀  랭크(확률  1을  가짐),  레일라이트  페이딩  채널로서  모델링된다.    단순화를  위해서,  중계기(306)  및  수신기(305)에서의  노이즈  변동은   와  동등한  것으로  상정된다.    그러데,  그  결과는,  또한     이면,  유효하다.    또한,  노이즈는  화이트  가우시안  노이즈(AWGN:  white  Gaussian  noise)로  되는  것으로  상정된다.    시뮬레이션에  있어서,  다루기  쉽지  않은  최적  이득  매트릭스  G는  용량  상부  경계로서  사용되는데,  공지된  컴퓨터  프로그램  MATLAB의  최적화  툴박스의  함수  fmincon를  사용해서  달성된다.
 도 5 및 6의 플롯은 상대 입력 파워 P 0/(2N 0)의 함수로서의 용량을 나타내는데, 여기서 는  노이즈  파워를  나타낸다.    도  5의  플롯은,  H 0이  LoS  채널일  때  달성된  시뮬레이션  결과(500)를  나타낸다.    도면으로부터,  개시된  자체-간섭  억제  방법(502)이  시스템  성능을  개선하는  것은  명백하다.    높은  신호-대-노이즈  비율(SNR)에  대해서,  개시된  방법(502)은  ZF(503)  기술을  능가하는  한편,  수치적으로  최적화된  용량  상부  경계(501)와  비교해서,  작은  SNR  손실만을  겪게  된다.
 도  6의  플롯은,  시뮬레이션(600)을  나타내지만  풀  랭크  자체-간섭  채널에  대해서는  아니다.    ZF(604)에  대해서,  우리는  최대  단일  값의  10%를  초과하는  H 0의  단일  값을  소거하기  위해  선택한다.    개시된  본  발명은,  H 0이  풀  랭크  채널  매트릭스일  때도,  시스템  성능을  상당히  개선한다.    그런데,  ZF(604)의  성능은,  특히  높은  SNR  영역에서  악화된다.    ZF(604)  기술의  성능의  악화는,  ZF가  이용  가능한  정도의  자유도의  수를  감소시키고,  높은  SNR  영역에서  사용되지  않는  이용  가능한  증폭  이득을  단순히  증가시키는  사실에  기반한다.    이는,  도  5  및  6의  용량  곡선의  경사를  연구함으로써  알  수  있다.    도면의  500  또는  600으로부터  명백한  바와  같이,  방법(502,  602)은  수치적으로  최적인  501,  601과  동일한  경사(자유도)를  갖고,  작은  SNR  불이익만을  겪게  된다.    한편,  ZF(503,  604)는  자유도의  손실을  가리키는  더  작은  경사를  갖는다.
 상기된  본  발명은,  풀-듀플렉스  (AF)  중계기(300)를  위한  자체-간섭  억제  방법을  제안한다.    이는,  소정  타입의  리피터(repeater)  또는  중계기를  채용하는  소정의  무선  기준에서  사용될  수  있다.    개시된  방법은,  중계기(306)에서  수신  및  송신  억제  필터를  인가함으로써  자체-간섭  신호를  억제한다.    최적  필터(302,  304)는  자체-간섭  채널만  아니라  유용한  채널을  고려해서  설계된다.    도  5  및  도  6의  시뮬레이션  결과에  나타난  바와  같이,  개시된  방법  502,  602는  현존하는  ZF(zero  forcing:  503,  604)  기술을  능가하고,  시스템  성능을  상당히  개선한다.  
 도  7은  본  발명의  실시형태에  따른  무선  통신  시스템에서  자체-간섭  억제를  위해  적용된  중계기(700)를  채용하는  무선  통신  시스템의  블록도를  나타낸다.    또한,  무선  통신  시스템은,  송신기(701)  및  수신기(703)를  포함한다.    중계기(700)는  무선  통신  시스템에서  송신기(701)와  수신기(702)  간의  통신  채널의  부분인데,  여기서  통신  채널은,  송신기(701)와  중계기(700)  간의  송신  채널  매트릭스(H 1)에 의해 규정된 송신 채널, 중계기(700)와 상기 수신기(702) 간의 수신 채널 매트릭스(H 2)에 의해 규정된 수신 채널 및, 상기 중계기(700)의 중계기 출력과 중계기 입력 간의 자체-간섭 채널을 갖고, 자체-간섭 채널은 자체-간섭 채널 매트릭스(H 0)에  의해  규정된다.    중계기(700)는,  상기  송신  채널에  걸쳐서  상기  송신기로부터  송신된  수신  신호  r(n)를  수신하도록  적용된  수신기  유닛(703)과,  상기  송신  채널  매트릭스(H 1) 및 상기 자체-간섭 채널 매트릭스(H 0)에 기반해서, 수신 억제 필터 매트릭스 W r를 결정하도록 적용된 제1처리 유닛(704)과, 상기 수신 억제 필터 매트릭스 W r(704), 상기 수신 채널 매트릭스(H 2) 및, 상기 자체-간섭 채널 매트릭스(H 0)에 기반해서, 송신 억제 필터 매트릭스 W t를  결정하도록  적용된  제2처리  유닛(705)을  포함하여  구성된다.    더욱이,  중계기(700)는,  중계기  증폭  매트릭스  G를  결정하도록  적용된  제3처리  유닛(706)과,  상기  제1처리  유닛(704)으로부터의  상기  수신  억제  필터  매트릭스  W r와 상기 제2처리 유닛(705)으로부터의 상기 송신 억제 필터 매트릭스 W t와 상기 제3처리 유닛(706)으로부터의 상기 중계기 증폭 매트릭스 G를 상기 수신 신호 r(n)에 인가함으로써, 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)를 생성하도록 적용된 제4처리 유닛(707)을 더 포함하고, 상기 제4처리 유닛(707)은 상기 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)를 송신기 유닛(708)에 공급하도록 더 적용되고, 상기 송신기 유닛(708)은, 상기 제4처리 유닛(707)으로부터 상기 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)를 수신하고, 상기 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)를 상기 송신 채널에 걸쳐서 상기 수신기(702)에 송신하도록 적용된다.
 도 7에서 상기 수신기(703)에 의해 수신된 수신 신호 r(n)은, 으로 주어지고, 여기서 x r(n)는 송신된 중계 신호이고, n R(n)은 중계기(700)에서의 노이즈 기여이다.
 도 7에서 상기 제1처리 유닛(704)은, 에 따라 최적 수신 억제 매트릭스를 결정함으로써, 상기 수신 억제 필터 매트릭스 W r를 결정하도록 더 적용되고, 여기서 U의 컬럼은 매트릭스 의 대응하는 일반화된 고유 벡터이다.
 도 7의 상기 제2처리 유닛(705)은, 에 따라 최적 송신 억제 매트릭스를 계산함으로써, 상기 송신 억제 필터 매트릭스 W t를 결정하도록 더 적용되고, 여기서 는 매트릭스 의 일반화된 고유 값 분해에 의해 달성되고, 자체의 컬럼은 대응하는 고유 벡터이다.
 상기 자체-간섭 억제된 송신 신호 x r(n)의, 도 7의 상기 제4처리 유닛(707)에서의, 생성은, 에 따라 행해진다.
 상기  본  발명의  실시형태는  MIMO  무선  통신  시스템을  사용해서  개시했다.    그런데,  본  발명은  예를  들어  단일-입력  다중-출력(SIMO)  무선  통신  시스템,  다중-입력  단일-출력(MISO)  무선  통신  시스템  또는  단일-입력  단일  출력(SISO)  무선  통신  시스템과  같은  다른  타입의  무선  통신  시스템에  적용될  수도  있다.
 상기된  중계기(306)는,  중계기  스테이션,  중계기  장비,  노드,  무선  네트워크  노드,  기지국,  기지국  중계기  또는,  리피터(무선  통신을  위한)로  불리는  무선  통신  분야의  것의  등가물  또는  부분이다.    그런데,  단순화를  위해서,  용어  중계기가  상기된  상세한  설명에서  사용되었다.  
 상기된 본 발명의 실시형태의 변형에 있어서, 매트릭스 W r 및 W t는 중계기(306) 내에서 결정되지 않고 대신 무선 통신 시스템의 다른 노드로부터 중계기(306)에 공급될 수 있다.
 본  명세서에서  사용된  용어는,  본  발명을  설명하기  위한  목적으로만  사용되며,  본  발명을  제한하는  의도는  없다.    본  명세서에서  사용된  단수  형태는  "a",  "an"  및  "the"는,  명백히  그  밖의  것을  가리키지  않는  한,  복수의  형태  역시  포함하는  것을  의도한다.    더욱이,  본  명세서에서  사용할  때,  용어  "포함하여  구성",  "포함하여  구성되는",  "포함"  및/또는  "포함하는"은,  상술된  형태,  정수,  단계,  동작,  엘리먼트  및/또는  구성요소의  존재를  특정하지만,  하나  이상의  그  밖의  형태,  정수,  단계,  동작,  엘리먼트  및/또는  구성요소의  존재  또는  부가가  불가능한  것은  아니다.    
 그  밖에  규정되지  않았으면,  본  명세서에서  사용된  모든  용어(기술  및  과학  용어  포함)는  본  발명이  속하는  기술  분야의  당업자에  의해  일반적으로  이해되는  동일  의미를  갖는다.    더욱이,  본  명세서에서  사용되는  용어는,  본  명세서  및  연관  기술의  내용에서의  그들의  의미와  일하는  것으로서  해석되어야  하고,  이상화되거나  과도하게  공식적인  것으로  해석되지  않아야  한다.  
 상기된  바는,  본  발명의  원리,  바람직한  실시형태  및  동작  모드를  제공한다.    그런데,  본  발명은  상기된  특정  실시형태로  제한하기보다는  예시적으로서  간주되어야  한다.    본  발명의  다양한  실시형태의  다른  형태는  명확히  개시된  다른  조합으로  조합될  수  있다.    그러므로,  수반되는  청구항에  의해  규정된  본  발명의  범위를  벗어남이  없이  다양한  변형이,  본  기술  분야의  당업자에  의해  이들  실시형태로부터  가능하다.  
부호의 설명
 100 - 무선 통신 시스템,
101 - 소스,
102 - 목적지,
103 - 통신 채널.