Processing

Please wait...

Settings

Settings

Goto Application

1. DE112017006442 - DRAHTLOSE KOMMUNIKATIONSTECHNOLOGIE, EINRICHTUNGEN UND VERFAHREN

Note: Text based on automatic Optical Character Recognition processes. Please use the PDF version for legal matters

[ DE ]
Beschreibung  

PRIORITÄ TSANSPRUCH 

[0001]  Diese Anmeldung beansprucht den Vorteil der Priorität der folgenden vorläufigen Patentanmeldungen:

Vorläufige Patentanmeldung der Vereinigten Staaten Nr. 62/437,385, mit dem Titel „MILLIMETER WAVE ANTENNA STRUCTURES“ und eingereicht am 21. Dezember 2016;

Vorläufige Patentanmeldung der Vereinigten Staaten Nr. 62/511,398, mit dem Titel „MILLIMETER WAVE TECHNOLOGY“ und eingereicht am 26. Mai 2017;

Vorläufige Patentanmeldung der Vereinigten Staaten Nr. 62/527,818, mit dem Titel „ANTENNA CIRCUITS AND TRANSCEIVERS FOR MILLIMETER WAVE (MMWAVE) COMMUNICATIONS“ und eingereicht am 30. Juni 2017; und

Vorläufige Patentanmeldung der Vereinigten Staaten Nr. 62/570,680, mit dem Titel „RADIO FREQUENCY TECHNOLOGIES FOR WIRELESS COMMUNICATIONS“ und eingereicht am 11. Oktober 2017.

[0002]  Jede der vorstehend genannten vorläufigen Patentanmeldungen ist hier durch Bezugnahme vollständig mit aufgenommen.

TECHNISCHES GEBIET 

[0003]  Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung gehören zu Antennen und Antennenstrukturen. Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung gehören zu Antennen und Antennenstrukturen für Millimeterwellenkommunikation. Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung gehören zu drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen (z. B. mobilen Vorrichtungen und Basisstationen), die Antennen und Antennenstrukturen zur Kommunikation drahtloser Signale verwenden. Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf Vorrichtungen, die in Übereinstimmung mit drahtlosen Systemen der 5. Generation (5G) arbeiten. Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf Vorrichtungen, die in Übereinstimmung mit Protokollen der drahtlosen Gigabit-Allianz (WiGig) (z. B. IEEE 802.11ad) arbeiten. Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf das Verwenden von mehrstufigem Kupfersäulenätzen. Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf Millimeterwellen-(mmWellen-) und Nahbereichskommunikations- (NFC-) Antennen am gleichen Ort. Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf eine skalierbare Funk-Sendeempfänger-Architektur einer phasengesteuerten Gruppe (SPARTA). Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf ein verteiltes Kommunikationssystem einer phasengesteuerten Gruppe mit MIMO-Unterstützung und Phasen-Rauschen-Synchronisation über ein einziges Koax-Kabel. Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf das Kommunizieren von Hochfrequenz- (RF-) Signalen über Kabel (RFoC) in einem verteilten Kommunikationssystem einer phasensteuerten Gruppe. Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf eine Taktrauschenleckverlustreduktion. Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf einen Zwischenfrequenz- (IF-) zu-RF-Begleitchip für Abwärts- und Aufwärts-Kompatibilität und Modularität. Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf baugruppeninterne Anpassungsnetze. Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf eine skalierbare 5G-Empfänger- (Rx-) Architektur.

HINTERGRUND 

[0004]  Der physikalische Raum in mobilen Vorrichtungen für drahtlose Kommunikation ist üblicherweise aufgrund der Menge der Funktionalität, die in dem Formfaktor solcher Vorrichtungen enthalten ist, sehr wertvoll. Herausfordernde Probleme entstehen unter anderem wegen der Notwendigkeit der räumlichen Abdeckung abgestrahlter Funkwellen und aus dem Aufrechterhalten der Signalstärke, wenn sich die mobile Vorrichtung zu anderen Orten bewegt, oder weil ein Benutzer von Zeit zu Zeit die mobile Vorrichtung in eine andere Orientierung bringen kann. Das kann in einigen Aspekten zu einer Notwendigkeit einer großen Anzahl von Antennen, variierenden Polaritäten, Strahlungsrichtungen, variierender räumlicher Diversity der abgestrahlten Funkwellen zu einer variierenden Zeit und zugehörigen Erfordernissen führen. Wenn Packages konstruiert werden, die Antennen aufweisen, die an Millimeterwellen- (mmWellen- oder mmW-) Frequenzen arbeiten, kann effiziente Verwendung des Platzes dazu beitragen, solche Probleme zu lösen.

[0005]  Die Allgegenwärtigkeit drahtloser Kommunikation hat weiterhin eine Menge von herausfordernden Problemen hervorgebracht. Insbesondere haben sich Herausforderungen mit der Einführung mobiler Kommunikationssysteme wie z. B. 5G-Kommunikationssystemen entwickelt, sowohl aufgrund einer großen Vielfalt von Vorrichtungen mit unterschiedlichen Bedürfnissen als auch des Spektrums, das verwendet werden soll. Insbesondere haben die Bereiche der Frequenzbänder, die zur Kommunikation verwendet werden, zugenommen, kürzlich aufgrund der Integration von Trägeraggregation lizenzierter und nicht lizenzierter Bänder und der anstehenden Verwendung der mmWellen-Bänder.

[0006]  Eine Herausforderung in mmWellen-Funk-Frontend-Modulen (mmWellen-RFEMs) stellt eine vollständige oder nahezu vollständige Richtungsabdeckung bereit. Millimeterwellensysteme erfordern einen hohen Antennengewinn, um die Leistungsübertragungsbilanz zu schließen, und phasengesteuerte Gruppenantennen können verwendet werden, um Strahllenkung bereitzustellen. Die alleinige Anwendung phasengesteuerter Gruppenantennen (wie z. B. eine Gruppe von planaren Patchantennen) stellt eine beschränkte Winkelabdeckung bereit. Obwohl Strahllenkung dazu beitragen kann, Energie zu dem vorgesehenen Empfänger zu lenken (und umgekehrt den Gewinn an dem Empfänger in der Richtung des vorgesehenen Senders zu erhöhen), beschränkt eine einfache Gruppe die Abdeckung der Lenkungswinkel. Zusätzlich ist die Polarisation von Hochfrequenz-Signalen (RF-Signalen) ein Hauptproblem für mmWellen. Es gibt signifikante Ausbreitungsunterschiede zwischen vertikaler und horizontaler Polarisation, und zusätzlich kann die Verwendung beider Polarisationen verwendet werden, um räumliche Diversity bereitzustellen. Angesichts der erwarteten Anwendungen dieser Technologie auf mobile Vorrichtungen wird es wichtig werden, auswählbare Polarisation in den Antennen bereitzustellen.

[0007]  Ein weiteres Problem zunehmender Bedenken ist atmosphärischer Dämpfungsverlust. Aufgrund der hohen Streckendämpfung, die durch atmosphärische Absorption und hohe Dämpfung durch feste Materialien verursacht ist, können mächtige Mehr-Anschluss-mehr-Ausgang-Systeme (MIMO-Systeme) zur Kommunikation in den mmWellen-Bändern verwendet werden. Die Verwendung von Strahlformen, um nach nicht blockierten gerichteten räumlichen Kanälen zu suchen, und die Disparität zwischen der Sichtlinien- (LOS-) und Nicht-Sichtlinien- (NLOS-) Kommunikation kann mmWellen-Architektur im Vergleich zu der Architektur, die zur Kommunikation über ein drahtloses persönliches Netz (WPAN) oder ein drahtloses lokales Netz (WLAN) verwendet wird, verkomplizieren.

Figurenliste 

Fig. 1 stellt eine beispielhafte Benutzervorrichtung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 1A stellt ein mmWellen-System, das in Verbindung mit der Vorrichtung von Fig. 1 verwendet werden kann, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 2 stellt einen beispielhaften Basisstations-Funkkopf gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 3A stellt eine beispielhafte Millimeterwellenkommunikationsschaltung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 3B stellt Aspekte der in Fig. 3A dargestellten beispielhaften Sendeschaltung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 3C stellt Aspekte der in Fig. 3A dargestellten beispielhaften Sendeschaltung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 3D stellt Aspekte der in Fig. 3A dargestellten beispielhaften Hochfrequenzschaltung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 3E stellt Aspekte der beispielhaften Empfangsschaltung in Fig. 3A gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 4 stellt eine beispielhafte verwendbare RF-Schaltung in Fig. 3A gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 5A stellt einen Aspekt eines beispielhaften Funk-Frontend-Moduls (RFEM) gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 5B stellt einen alternativen Aspekt eines beispielhaften Funk-Frontend-Moduls gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 6 stellt einen beispielhaften Mehrprotokoll-Basisbandprozessor, der in Fig. 1 oder Fig. 2 verwendbar ist, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 7 stellt ein beispielhaftes Mischsignal-Basisbandteilsystem gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 8A stellt ein beispielhaftes digitales Basisbandteilsystem gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 8B stellt einen alternativen Aspekt eines beispielhaften Basisbandverarbeitungsteilsystems gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 9 stellt ein beispielhaftes digitales Signalprozessorteilsystem gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 10A stellt ein Beispiel eines Beschleunigerteilsystems gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 10B stellt ein alternatives beispielhaftes Beschleunigerteilsystem gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 11A bis Fig. 11E stellen beispielhafte periodische Funkrahmenstrukturen gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 12A bis Fig. 12C stellen Beispiele von Konstellationskonstruktionen eines Einzelträgermodulationsschemas, das gesendet oder empfangen werden kann, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 13A bis Fig. 13B stellen alternative beispielhafte Konstellationskonstruktionen eines Einzelträgermodulationsschemas, das gesendet und empfangen werden kann, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 14 stellt ein beispielhaftes System zum Erzeugen von Mehrträger-Basisbandsignalen zum Senden gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 15 stellt beispielhafte Betriebsmittelelemente, die in einer Gitterform abgebildet sind, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 16A, Fig. 16B, Fig. 16C und Fig. 16D zeigen ein Beispiel der Codierung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 17 ist eine Querschnittsansicht und eine Draufsicht eines beispielhaften Halbleiter-Dies mit metallischen Säulen gemäß einigen Aspekten.

Fig. 18A ist eine Querschnittsansicht und eine Draufsicht eines beispielhaften Halbleiter-Dies mit metallischen Säulen, die einen ersten Typ von Verbindungsstrukturen bilden, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 18B ist eine Querschnittsansicht und eine Draufsicht eines beispielhaften Halbleiter-Dies mit metallischen Säulen, die einen zweiten Typ von Verbindungsstrukturen bilden, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 18C ist eine Querschnittsansicht und eine Draufsicht eines beispielhaften Halbleiter-Dies mit metallischen Säulen, die einen dritten Typ von Verbindungsstrukturen bilden, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 19 ist eine Querschnittsansicht eines beispielhaften Halbleiter-Dies mit metallischen Säulen, die Verbindungsstrukturen bilden, wobei die Säulen an einem Packagelaminat befestigt sind, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 20A ist eine Seitenansicht in Schnittdarstellen eines beispielhaften Benutzervorrichtungsteilsystems, wie es in dieser Offenbarung beschrieben ist, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 20B stellt einen beispielhaften Sockelteil der Laminatstruktur von Fig. 20A gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 21 stellt beispielhafte RF-Zuleitungen innerhalb des Hohlraums der Laminatstruktur von Fig. 20A gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 22 stellt beispielhafte RF-Zuleitungsleiterbahnen, die eine Öffnung in einem Abschirmungsgehäuse durchstechen, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 23 stellt mehrere Ansichten einem beispielhaften Halbleiter-Package mit Millimeterwellen- (mmWellen-) Antennen und einer Nahbereichskommunikations- (NFC-) Antenne am gleichen Ort gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 24 stellt ein beispielhaftes Hochfrequenz-Frontend-Modul (RFEM) mit einer phasengesteuerten Antennengruppe gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 25 stellt Beispielorte eines beispielhaften RFEM in einer mobilen Vorrichtung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 26 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften RFEM gemäß einigen Aspekten.

Fig. 27 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Medienzugangssteuerungs- (MAC-) / Basisband- (BB-) Teilsystem gemäß einigen Aspekten.

Fig. 28 ist ein Diagramm einer beispielhaften NFC-Antennenimplementierung gemäß einigen Aspekten.

Fig. 29 stellt mehrere Ansichten einem beispielhaften Halbleiter-Package mit mmWellen-Antennen und einer Nahbereichskommunikations-(NFC-) Antenne am gleichen Ort auf mehreren Leiterplatten- (PCB-) Substraten gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 30 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften phasengesteuerten RF-Gruppensystems, das Strahlformen durch Phasenverschiebung und Kombinieren der Signale an RF implementiert, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 31 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften phasengesteuerten Gruppensystems, das Strahlformen durch Phasenverschieben des lokalen Oszillators (LO) und Kombinieren der analogen Signale in IF/Basisband implementiert, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 32 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften phasengesteuerten Gruppensystems mit digitaler Phasenverschiebung und Kombinieren gemäß einigen Aspekten.

Fig. 33 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Sendeempfängerzellenelements, das in einer skalierbaren Funk-Sendeempfängerarchitektur einer phasengesteuerten Gruppe verwendet werden kann, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 34 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Funk-Sendeempfängerarchitektur einer phasengesteuerten Gruppe, die mehrere Sendeempfängerzellen verwendet, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 35 stellt beispielhaftes Schneiden eines Halbleiter-Dies in individuelle Sendeempfängerzellen, die Funk-Sendeempfänger einer phasengesteuerten Gruppen bilden, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 36 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Sendeempfängerarchitektur einer phasengesteuerten Gruppe, die mit einer phasengesteuerten Gruppenantenne paketiert ist, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 37 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Sendeempfängerzelle mit Kommunikationsbussen gemäß einigen Aspekten.

Fig. 38 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Sendeempfängerarchitektur einer phasengesteuerten Gruppe mit Sendeempfängerkacheln in der LO-Phasenverschiebungsbetriebsart unter Verwendung eines einzelnen Analog/Digital-Umsetzers (ADC) gemäß einigen Aspekten.

Fig. 39 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Sendeempfängerarchitektur einer phasengesteuerten Gruppe mit Sendeempfängerkacheln in der LO-Phasenverschiebungsbetriebsart unter Verwendung mehrerer ADCs gemäß einigen Aspekten.

Fig. 40 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Sendeempfängerarchitektur einer phasengesteuerten Gruppe mit Sendeempfängerkacheln in einer Hybridbetriebsart (LO und digitale Phasenverschiebung und Kombinieren) unter Verwendung mehrerer ADCs, um mehrere digitale Signale zu erzeugen, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 41 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Sendeempfängerarchitektur einer phasengesteuerten Gruppe mit Sendeempfängerkacheln in einer Betriebsart mit analoger IF/Basisband-Phasenverschiebung und Kombinieren unter Verwendung eines einzelnen ADC gemäß einigen Aspekten.

Fig. 42 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Sendeempfängerarchitektur einer phasengesteuerten Gruppe mit Sendeempfängerkacheln in einer analogen IF/Basisband-Phasenverschiebungsbetriebsart unter Verwendung mehrerer ADCs, um mehrere digitale Signale zu erzeugen, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 43 stellt beispielhafte Betriebsarten einer Sendeempfängerarchitektur einer phasengesteuerten Gruppe mit Sendeempfängerkacheln gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 44A stellt eine Draufsicht eines beispielhaften Substrats eines Packages eines Zwei-Package-Systems gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 44B stellt eine Unteransicht des Substrats von Fig. 44A gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 44C stellt eine Unteransicht eines beispielhaften Substrats eines zweiten Packages des Zwei-Package-Systems der Fig. 44A und Fig. 44B gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 44D stellt das erste Package und das zweite Package der Fig. 44A bis Fig. 44C, gestapelt in einer Package-auf-Package-Implementierung, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 45A stellt eine Draufsicht eines weiteren beispielhaften Substrats eines Packages eines weiteren Zwei-Package-Systems gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 45B stellt eine Unteransicht des Substrats von Fig. 45A gemäß einigen Aspekten dar-

Fig. 45C stellt eine Unteransicht eines beispielhaften Substrats eines zweiten Packages des Zwei-Package-Systems der Fig. 45A und Fig. 45B gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 45D stellt das erste Package und das zweite Package der Fig. 45A bis Fig. 45C, gestapelt in einer Package-auf-Package-Implementierung, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 46A stellt eine Draufsicht eines beispielhaften Substrats eines Packages noch eines weiteren Zwei-Package-Systems gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 46B stellt eine Unteransicht des Substrats von Fig. 45A gemäß einigen Aspekten dar-

Fig. 46C stellt eine Unteransicht eines beispielhaften Substrats eines zweiten Packages des Zwei-Package-Systems der Fig. 45A und Fig. 45B gemäß einigen Aspekten dar;

Fig. 46D stellt das erste Package und das zweite Package der Fig. 46A bis Fig. 46C, gestapelt in einer Package-auf-Package-Implementierung, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 47A stellt eine Draufsicht eines beispielhaften Substrats eines Packages wiederum eines weiteren Zwei-Package-Systems gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 47B stellt eine Unteransicht des Substrats von Fig. 46A gemäß einigen Aspekten dar-

Fig. 47C stellt eine Unteransicht eines beispielhaften Substrats eines zweiten Packages des Zwei-Package-Systems der Fig. 47A und Fig. 47B gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 47D stellt das erste Package und das zweite Package der Fig. 44A bis Fig. 44C, gestapelt in einer Package-auf-Package-Implementierung, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 48A stellt eine Draufsicht von zwei Packages eines Zwei-Packages-nebeneinander-Packagesystems gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 48B stellt eine Unteransicht der zwei Packages von Fig. 48A gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 48C stellt eine Seitenansicht der zwei Packages der Fig. 48A und Fig. 48B in einer Nebeneinander-Implementierung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 49 ist eine beispielhafte Darstellung der verschiedenen Größen von SD-Flash-Speicherkarten.

Fig. 50 stellt eine dreidimensionale Ansicht einer beispielhaften Mikro-SD-Karte mit geändertem Inhalt und geänderter Funktionalität, um die Karte für drahtlosen mmWellen-Kommunikationsbetrieb umzunutzen, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 51A stellt eine beispielhafte Mikro-SD-Karte von Fig. 50, die das Strahlungsmuster für die Dipolantennen von Fig. 2 zeigt, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 51B stelle die Mikro-SD-Karte von Fig. 50 mit vertikal polarisierten Monopolantennenelementen, die vertikal in dem freigelegten Bereich, der in der Z-Höhe begrenzt ist, stehen, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 51C stellt die Mikro-SD-Karte von Fig. 50 mit zurückgefalteten Dipolantennen gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 52 stellt drei beispielhafte Mikro-SD-Karten, die wie vorstehend diskutiert modifiziert sind, um mehrere Karten pro Hauptplatine bereitzustellen, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 53A ist eine Seitenansicht eines beispielhaften Package-PCB-Teilsystems mit der Struktur einer getrennten Kugelgitteranordnung (BGA) oder Schachbrettanordnung (LGA) mit einem daran angebrachten Sendeempfängerteilsystem gemäß einigen Aspekten.

Fig. 53B ist ein Querschnitt in Seitenansicht des Teilsystems von Fig. 53A gemäß einigen Aspekten.

Fig. 53C ist eine Draufsicht des Teilsystems von Fig. 53A, die eine Draufsicht einer Abschirmung darstellt und ferner einen Ausschnitt darstellt, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 53D ist eine Draufsicht des Teilsystems von Fig. 53A, die den Ausschnitt darstellt, um zu ermöglichen, dass die Antennen abstrahlen, und Kontakte darstellt, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 53E zeigt eine Anordnung von beispielhaften Teilsystemen, die rund um einen Mast angeordnet sind, zur Strahlungsabdeckung in im Wesentlichen allen Richtungen, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 53F stellt ein beispielhaftes Teilsystem in einer Eckform gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 53G stellt das Teilsystem von Fig. 3A gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 53H stellt eine Seitenansicht eines beispielhaften Antennenteilsystems gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 531 ist eine Draufsicht einer beispielhaften Konfiguration eines Dual-Abschirmungs-Antennenteilsystems gemäß einigen Aspekten.

Fig. 53J stellt eine Seitenansicht des Antennenteilsystems von Fig. 531 gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 54A stellt ein beispielhaftes 60-GHz-Ein-Package-System (60 GHz-SIP) einer phasengesteuerten Gruppe gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 54B stellt eine perspektivische Seitenansicht eines beispielhaften 60-GHz-SIP einer phasengesteuerten Gruppe gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 55 stellt ein 60-GHz-SIP platziert auf einem Selbstprüfer gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 56A stellt eine Prüfanordnung für einen ersten Teil eines Tests, um unerwünschtes Chip-internes oder Package-internes Übersprechen in einem SIP zu adressieren, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 56B stellt eine beispielhafte Prüfanordnung für einen zweiten Teil eines Tests, um unerwünschtes Chip-internes oder Package-internes Übersprechen in einem SIP zu adressieren, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 57 stellt ein beispielhaftes automatisiertes Prüf-Equipment, das zum Prüfen eines 60-GHz-SIP einer phasengesteuerten Gruppe geeignet ist, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 58 stellt eine beispielhafte Komponente, die zu dem automatisierten Prüf-Equipment von Fig. 57 hinzugefügt werden soll, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 59 stellt ein beispielhaftes RF-Frontend-Modul (RFEM) eines verteilten phasengesteuerten Gruppensystems gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 60 stellt ein beispielhaftes Basisbandteilsystem (BBS) eines verteilten phasengesteuerten Gruppensystems gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 61 stellt ein beispielhaftes verteiltes phasengesteuertes Gruppensystem mit MIMO-Unterstützung und mehreren Koax-Kabeln, die mit einem einzelnen RFEM gekoppelt sind, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 62 stellt ein beispielhaftes verteiltes phasengesteuertes Gruppensystem mit MIMO-Unterstützung, wobei jeder RFEM-Sendeempfänger mit einem separaten Koax-Kabel gekoppelt ist, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 63 stellt ein beispielhaftes verteiltes phasengesteuertes Gruppensystem mit MIMO-Unterstützung und einem einzigen Koax-Kabel, das mit einem einzelnen RFEM gekoppelt ist, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 64 stellt beispielhaften spektralen Inhalt verschiedener Signale, die auf den einzelnen Koax-Kabel von Fig. 3 kommuniziert werden, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 65 stellt ein beispielhaftes verteiltes phasengesteuertes Gruppensystem mit einem einzelnen BBS und mehrere RFEMs mit MIMO-Unterstützung und einem einzelnen Koax-Kabel zwischen dem BBS und jedem der RFEMs gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 66 stellt ein beispielhaftes RF-Frontend-Modul (RFEM) eines verteilten phasengesteuerten Gruppensystems gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 67 stellt ein beispielhaftes Basisbandteilsystem (BBS) eines verteilten phasengesteuerten Gruppensystems gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 68 stellt ein beispielhaftes Frequenzdiagramm von Signalen, die zwischen einem RFEM und einem BBS kommuniziert werden, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 69 stellt ein beispielhaftes RFEM gekoppelt mit einem beispielhaften BBS über ein einzelnes Koax-Kabel zum Kommunizieren von RF-Signalen gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 70 stellt ein genaueres Diagramm des BBS von Fig. 69 gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 71 stellt eine beispielhafte mächtige Antennengruppe (MAA) unter Verwendung mehrerer RFEMs, die mit einem einzelnen BBS gekoppelt sind, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 72 ist eine Explosionsansicht eines Laptop-Computers, die beispielhafte Wellenleiter für RF-Signale zum Erreichen des Deckels des Laptop-Computers gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 73 ist eine Darstellung eines oder mehrerer beispielhafter Koaxialkabel, die aus einem Funkteilsystem eines Laptop-Computers verlaufen und durch ein Loch in einem Scharnier des Laptops eintreten, auf dem Weg zu dem Deckel des Laptops, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 74 ist eine Darstellung eines oder mehrerer beispielhafter Koaxialkabel aus einem Funkteilsystem eines Laptop-Computers, die aus einem Loch in einem Scharnier eines Laptop-Deckels austreten, auf dem Weg zu einer Antenne oder einer Antennengruppe in dem Deckel, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 75 ist ein Schaltbild beispielhafter Übertragungsleitungen für Signale von einer Hauptplatine eines Laptop-Computers zu dem Deckel des Laptops und zu einem Funk-Frontend-Modul (RFEM) gemäß einigen Aspekten.

Fig. 76 ist ein Schaltbild beispielhafter Übertragungsleitungen für Signale von einer Hauptplatine eines Laptop-Computers zu dem Deckel des Laptops und zu mehreren RFEMs gemäß einigen Aspekten.

Die Fig. 77A und Fig. 77B sind Darstellungen beispielhafter im Substrat integrierter Wellenleiter (SIW) gemäß einigen Aspekten.

Fig. 78 stellt ein beispielhaftes RF-Frontend-Modul (RFEM) eines verteilten phasengesteuerten Gruppensystems mit Taktrauschenverlustreduktion gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 79 stellt ein beispielhaftes Basisbandteilsystem (BBS) eines verteilten phasengesteuerten Gruppensystems mit Taktrauschenverlustreduktion gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 80 stellt ein beispielhaftes Frequenzdiagramm von Signalen, die zwischen einem RFEM und einem BBS kommuniziert werden, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 81 stellt Taktspreizer- und -entspreizerschaltungen, die in Verbindung mit der Taktrauschenverlustreduktion verwendet werden können, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 82 stellt ein Frequenzdiagramm von Signalen, die zwischen einem RFEM und einem BBS unter Verwendung von Taktrauschenverlustreduktion kommuniziert werden, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 83 stellt ein beispielhaftes RF-Frontend-Modul (RFEM) eines verteilten phasengesteuerten Gruppensystems mit IF-Verarbeitung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 84 stellt ein beispielhaftes Basisbandteilsystem (BBS) des verteilten phasengesteuerten Gruppensystems von Fig. 83 gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 85 stellt ein beispielhaftes verteiltes phasengesteuertes Mehrband-Gruppensystem mit IF-Verarbeitung innerhalb der RFEMs gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 86 stellt ein beispielhaftes verteiltes phasengesteuertes Gruppensystem mit einem RFEM, das mit einem BBS über ein einzelnes Koax-Kabel zum Kommunizieren von RF-Signalen gekoppelt ist, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 87 stellt ein genaueres Diagramm des BBS von Fig. 86 gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 88 stellt ein beispielhaftes verteiltes phasengesteuertes Gruppensystem, das mehrere Arbeitsfrequenzbänder unter Verwendung mehrerer RFEMs, die mit einem einzelnen BBS gekoppelt sind, unterstützt, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 89 stellt ein genaueres Diagramm des BBS von Fig. 88 gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 90 stellt ein beispielhaftes verteiltes phasengesteuertes Gruppensystem, das ein RFEM, einen Begleit-Chip und ein BBS enthält, mit IF-Verarbeitung, die in den Begleit-Chip entladen ist, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 91 stellt ein genaueres Diagramm des Begleit-Chips und des BBS von Fig. 90 gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 92 stellt ein beispielhaftes verteiltes phasengesteuertes Mehrband-Gruppensystem mit IF-Verarbeitung innerhalb des Begleit-Chips gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 93 stellt eine beispielhafte Chip-interne Implementierung eines Zweiwege-Leistungskombinierers gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 94 stellt eine beispielhafte Chip-interne Implementierung eines großen Leistungskombinierers gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 95 stellt eine beispielhafte Chip-interne Implementierung eines Impedanztransformationsnetzes gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 96 stellt eine beispielhafte Package-interne Implementierung eines Zweiwege-Leistungskombinierers gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 97 stellt eine beispielhafte Package-interne Implementierung eines großen Leistungskombinierers gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 98 stellt eine beispielhafte Package-interne Implementierung eines Impedanztransformationsnetzes gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 99 stellt eine beispielhafte Package-interne Implementierung eines Doherty-Leistungsverstärkers gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 100A ist eine Seitenansicht eines beispielhaften nicht eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems, das einen Verbinder verwendet, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 100B ist eine Seitenansicht einer beispielhaften Dual-Patchantenne gemäß einigen Aspekten.

Fig. 100C ist ein simuliertes Diagramm einer Rückflussdämpfung der Dual-Patchantenne von Fig. 100B, wenn das Volumen der Antenne erhöht wird, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 101A ist eine Seitenansicht eines beispielhaften nicht eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems, das eine Litzen Verbindung verwendet, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 101B ist eine Seitenansicht des nicht eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems, das eine Litzen Verbindung verwendet, wobei die Litzen Verbindung in einer fotografischen Repräsentation gezeigt ist, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 102 ist eine Seitenansicht eines beispielhaften eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems gemäß einigen Aspekten.

Fig. 103 ist eine Seitenansicht eines beispielhaften eingegossenen Package-auf-Package-Die-Funksystems gemäß einigen Aspekten.

Fig. 104 ist eine Seitenansicht eines eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems, das Umverteilungsschichten verwendet, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 105 ist eine Seitenansicht eines eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems mit Aussparungen in den eingegossenen Schichten, um Höhe in der z-Richtung zu gewinnen, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 106 ist eine Seitenansicht des eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems, das eine mechanische Abschirmung, die in den Guss eingebettet ist, zur EMI-Abschirmung und zur Wärmeverteilung aufweist, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 107 ist eine perspektivische Ansicht eines beispielhaften gestapelten ultradünnen Ein-Package-System-Funksystems mit seitlich platzierten Antennen oder Antennengruppen gemäß einigen Aspekten.

Die Fig. 108A bis Fig. 108C stellen eine beispielhafte eingebettete Die-Package gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 109 stellt ein Blockdiagramm einer Seitenansicht einer beispielhaften Antennen-Package-Zelle, die einen gestapelten Ring-Resonator (SRR) verwendet, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 110 stellt beispielhafte Ring-Resonatoren, die in einer oder mehreren Schichten der Antennen-Package-Zelle von Fig. 109 verwendet werden können, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 111 stellt beispielhafte Ring-Resonatoren mit mehreren Speiseleitungen, die unterschiedliche Polarisation verwenden, die in einer oder mehreren Schichten der Antennen-Package-Zelle von Fig. 109 verwendet werden können, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 112 stellt beispielhafte elektrische Feldlinien in der E-Ebene der SRR-Antenne von Fig. 109 gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 113 ist eine beispielhafte grafische Repräsentation des Reflexionskoeffizienten und des auf der Mittelachse realisierten Gewinns der SRR-Antennen-Package-Zelle von Fig. 109 gemäß einigen Aspekten.

Fig. 114 stellt ein Blockdiagramm einer beispielhaften Antennengruppe, die die SRR-Antennen-Package-Zelle von Fig. 109 verwendet, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 115 stellt eine Menge von beispielhaften Schichten, die eine beispielhafte SRR-Antennen-Package-Zelle von Fig. 109 bilden, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 116 stellt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Aufeinanderstapelns der SRR-Antennen-Package-Zelle von Fig. 109 gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 117 stellt ein Blockdiagramm von mehreren beispielhaften Streifenleitungen, die als Speiseleitungen für die SRR-Antennen-Package-Zelle von Fig. 109 verwendet werden können, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 118A stellt eine beispielhafte mobile Vorrichtung, die mehrere Wellenleiterantennen verwendet, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 118B stellt ein beispielhaftes Hochfrequenz-Frontend-Modul (RFEM) mit Wellenleiterübergangselementen gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 119A und Fig. 119B stellen perspektivische Ansichten einer beispielhaften Wellenleiterstruktur zum Übergehen zwischen einer PCB und einer Wellenleiterantenne gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 120A, Fig. 120B und Fig. 120C stellen verschiedene Querschnittsansichten der Wellenleiterübergangsstruktur der Fig. 119A-119B gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 121A, Fig. 121B und Fig. 121C stellen verschiedene perspektivische Ansichten der Wellenleiterübergangsstruktur der Fig. 119A-119B, die einen beispielhaften Impedanzanpassungslufthohlraum aufweisen, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 122 stellt eine weitere Ansicht des Lufthohlraums, wenn die PCB und der Wellenleiter über die Wellenleiterübergangsstruktur der Fig. 119A-119B montiert sind, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 123 stellt eine grafische Repräsentation von Simulationsergebnissen von Reflexionskoeffizientenwerten in Bezug auf eine Luftspaltbreite gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 124 stellt eine beispielhafte dual polarisierte Antennenstruktur gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 125A bis Fig. 125C stellen eine beispielhafte dual polarisierte Antennenstruktur, die auf einer mehrschichtigen PCB implementiert ist, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 126 stellt simulierte S-Parameter der in den Fig. 125A bis Fig. 125C dargestellten Antennenstruktur gemäß einigen Aspekten dar.

Die Fig. 127A und Fig. 127B stellen beispielhafte simulierte Fernfeldstrahlungsmuster der in den Fig. 125A bis Fig. 125C dargestellten Antennenstruktur gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 128A stellt eine Draufsicht der Antennenstruktur der Fig. 125A bis Fig. 125C mit gebohrten Oberflächenwellenlöchern in einer Konfiguration gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 128B stellt eine Draufsicht der Antennenstruktur der Fig. 125A bis Fig. 125C mit gebohrten Oberflächenwellenlöchern in einer weiteren Konfiguration gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 129 stellt eine alternative Implementierung einer beispielhaften dual polarisierten Antennenstruktur gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 130A stellt eine Draufsicht der Antenne der Fig. 129 gemäß einigen Aspekten dar.

Die Fig. 130B und Fig. 130C sind perspektivische Ansichten der Antenne von Fig. 129 gemäß einigen Aspekten.

Fig. 131A stellt eine Simulation der Gesamtstrahlungseffizienz gegen die Frequenz für die Antennenstrukturen der Fig. 130A bis Fig. 130C gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 131B stellt eine Draufsicht einer beispielhaften 4×1-Gruppe von Antennen des in den Fig. 130A bis Fig. 130C dargestellten Typs gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 131C ist eine perspektivische Ansicht der 4×1-Gruppe von Antennen des in Fig. 131B dargestellten Typs gemäß einigen Aspekten.

Die Fig. 131D und Fig. 131E stellen beispielhafte Simulationsstrahlungsmuster der 4×1-Antennengruppe der Fig. 131B und Fig. 131C, eine 0°-Phasenlage, gemäß einigen Aspekten dar.

Die Fig. 131F und Fig. 131G stellen beispielhafte Simulationsstrahlungsmuster der 4×1-Antennengruppe der Fig. 131B und Fig. 131C, eine 120°-Phasenlage, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 132 stellt eine beispielhafte Simulation einer Kopplung im schlechtesten Fall zwischen Nachbarelementen der Antennengruppe der Fig. 131B und Fig. 131C gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 133 stellt eine Hüllenkorrelation für die 4×1-Antennengruppe der Fig. 131B und Fig. 131C an einer 0°-Phasenlage gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 134 stellt das Koordinatensystem für die nachstehend beschriebenen polaren Simulationsstrahlungsmuster gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 135 stellt ein beispielhaftes Funkteilsystem, das einen Die eingebettet innerhalb eines Primärsubstrats und abgeschirmte oberflächemontierte Vorrichtungen oberhalb des Primärsubstrats aufweist, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 136 stellt ein beispielhaftes Funkteilsystem, das einen Die und oberflächemontierte Vorrichtungen aufweist, die oberhalb des Primärsubstrats innerhalb eines Hohlraums in einem Sekundärsubstrat platziert sind, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 137 stellt ein beispielhafte Funksystem-Package, die einen eingebetteten Die innerhalb des Primärsubstrats und oberflächemontierte Vorrichtungen aufweist, die oberhalb des Primärsubstrats innerhalb eines Hohlraums in einem Sekundärsubstrat platziert sind, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 138 ist eine perspektivische Ausschnittansicht eines beispielhaften Funksystem-Package, die einen eingebetteten Die innerhalb des Primärsubstrats und oberflächemontierte Vorrichtungen aufweist, die oberhalb des Primärsubstrats innerhalb eines Hohlraums in einem Sekundärsubstrat platziert sind, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 138B ist eine perspektivische Ansicht des Funksystems von Fig. 138A, die eine Unterseite des Primärsubstrats gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 139 ist eine perspektivische Ansicht des Funksystems von Fig. 138A, die das Innere des Sekundärsubstrats gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 140A ist eine perspektivische Teildraufsicht des Funksystems von Fig. 138A, die Lötkontakte zur mechanischen Verbindung oder elektrischen Verbindung gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 140B ist eine perspektivische Teilansicht des Funksystems von Fig. 138A, die Lötkontakte, die auf einem Sekundärsubstrat so konfiguriert sind, dass sie mit den Lötkontakten von Fig. 140A zusammenpassen, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 141A stellt eine beispielhafte Einzelelement-Längsstrahlungs-Antenne, die eine an einer PCB angebrachte Oberflächenkomponente enthält, gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 141B stellt die Platzierung und Materialeinzelheiten der Einzelelement-Antenne von Fig. 141A gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 141C stellt eine Endansicht der Einzelelement-Antenne, die in den Fig. 141A und Fig. 141B dargestellt ist, gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 141D stellt eine beispielhafte Vier-Antennenelement-Gruppe, die Antennenelemente des in den Fig. 141A und Fig. 141B darstellten Typs aufweist, gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 142 stellt die Bandbreite der in den Fig. 141A und Fig. 141B dargestellten Antenne für zwei unterschiedliche Längen des erweiterten Dielektrikums gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 143 stellt die Gesamteffizienz über einem Frequenzbereich der in den Fig. 141A und Fig. 141B dargestellten Antenne gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 144 stellt die Gesamteffizienz der in den Fig. 141A und Fig. 141B dargestellten Antenne über einen Frequenzbereich, der größer ist als der in Fig. 143 dargestellte Frequenzbereich, gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 145 stellt den maximalen realisierten Gewinn über einen Frequenzbereich der in den Fig. 141A und Fig. 141B dargestellten Antenne gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 146 stellt den maximalen realisierten Gewinn über einen weiteren Frequenzbereich der in Fig. 141A und Fig. 141B dargestellten Antenne gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 147 stellt die beispielhafte Isolation zwischen zwei benachbarten Antennenelementen der in Fig. 141D dargestellten Antennengruppe gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 148A stellt ein beispielhaftes dreidimensionales Strahlungsmuster an einer gegebenen Frequenz für das in den Fig. 141A und Fig. 141B dargestellten Antennenelement an einer ersten erweiterten Dielektrikumslänge gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 148B stellt ein beispielhaftes dreidimensionales Strahlungsmuster an einer gegebenen Frequenz für das in den Fig. 141A und Fig. 141B dargestellten Antennenelement für eine zweite erweiterten Dielektrikumslänge gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 148C stellt ein beispielhaftes dreidimensionales Strahlungsmuster an einer gegebenen Frequenz für die in Fig. 141D dargestellte Vier-Element-Antennengruppe, wobei jedes Antennenelement eine erste erweiterte Dielektrikumslänge aufweist, gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 148D stellt ein beispielhaftes dreidimensionales Strahlungsmuster an einer gegebenen Frequenz für das in Fig. 141D dargestellte Vier-Gruppen-Antennenelement, wobei jedes Antennenelement eine zweite erweiterte Dielektrikumslänge aufweist, gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 149 stellt ein beispielhaftes E-Ebenen-Co-Polarisations-Strahlungsmuster an einer gegebenen Frequenz für das in den Fig. 141A und Fig. 141B dargestellte Antennenelement gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 150 stellt ein beispielhaftes E-Ebenen-Kreuzpolarisations-Strahlungsmuster an einer gegebenen Frequenz für die in Fig. 141A und Fig. 141B dargestellte Antenne gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 151 stellt ein beispielhaftes H-Ebenen-Co-Polarisations-Strahlungsmuster an einer gegebenen Frequenz für die in den Fig. 141A und Fig. 141B dargestellte Antenne gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 152 stellt ein beispielhaftes H-Ebenen-Kreuzpolarisations-Strahlungsmuster an einer gegebenen Frequenz für die in den Fig. 141A und Fig. 141B dargestellte Antenne gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 153A stellt ein beispielhaftes Antennenelement ähnlich der in den Fig. 141A und Fig. 141B darstellten Antenne, wobei ein Teil der Oberflächenkomponente mit der PCB zusammengeführt ist, gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 153B stellt das in Fig. 153A dargestellte Antennenelement mit zusätzlichen Einzelheiten, die Speisepunkte für vertikale Polarisation und horizontale Polarisation darstellen, gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 154A stellt ein beispielhaftes Antennenelement ähnlich dem in den Fig. 141A und Fig. 141B dargestellten, das zwei Oberflächenkomponenten auf beiden Seiten einer PCB enthält, gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 154B stellt das in Fig. 154A dargestellte Antennenelement mit zusätzlichen Einzelheiten, die eine Nahansicht der Speiseleitung enthalten, gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 155A ist eine perspektivische Ansicht der Dualpolarisationsantenne von Fig. 153B nach dem Zusammenlöten der kleinen Oberflächenkomponente und der Haupt-PCB gemäß einem Aspekt.

Fig. 155B stellt eine transparente Sicht des in Fig. 155A dargestellten Antennenelements mit Blick in die Oberflächenkomponente, die in Bezug auf die Haupt-PCB zusammengeführt ist, gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 155C stellt eine Vorderansicht des in Fig. 155A dargestellten Antennenelements mit zusätzlichen Einzelheiten gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 155D stellt eine Seitenansicht des in Fig. 155A dargestellten Antennenelements gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 156A stellt den Rückflussdämpfungs-S-Parameter für Dualpolarisation für das in Fig. 155A dargestellte Antennenelement gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 156B stellt ein beispielhaftes 3D-Strahlungsmuster mit vertikaler Speisung für das in Fig. 155A dargestellte Antennenelement gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 156C stellt ein 3D-Strahlungsmuster mit horizontaler Speisung für das in Fig. 155A dargestellte Antennenelement gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 157A stellt E-Ebenen-Strahlungsmuster bei Speisung mit vertikaler Polarisation für die in Fig. 155A dargestellte Antenne gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 157B stellt H-Ebenen-Strahlungsmuster bei Speisung mit horizontaler Polarisation für das in Fig. 155A dargestellte Antennenelement gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 158 stellt einen beispielhaft realisierten Gewinn für E-Ebenen-Muster bei horizontaler Speisung der Antenne von Fig. 155A gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 159A stellt ein beispielhaftes Antennenelement mit orthogonal vertikaler und horizontaler Erregung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 159B stellt ein beispielhaftes Antennenelement mit +45 Grad- und -45 Grad-Erregung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 160A stellt das Erhalten vertikaler (V-) Polarisation durch Verwendung von phasengleicher Erregung für beide Anschlüsse der Antenne von Fig. 159B gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 160B stellt das Erhalten horizontaler (H-) Polarisation durch Verwendung von einhundertachtzig Grad phasenverschobener Erregung an den Anschlüssen der Antenne von Fig. 159B gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 161A stellt das Antennenelement von Fig. 159A mit vertikalen und horizontalen Erregungsanschlüssen gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 161B stellt beispielhafte simulierte Strahlungsmusterergebnisse für das Antennenelement von Fig. 161A gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 162A stellt ein beispielhaftes 4x4-Antennenschaltbild unter Verwendung orthogonal erregter Antennenelemente gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 162B stellt beispielhafte simulierte Strahlungsmusterergebnisse für die 4x4-Gruppe von Fig. 162A mit dual polarisiertem Antennenelement gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 162C stellt beispielhafte simulierte Strahlungsmusterergebnisse für eine Erregung mit +45 Grad-Abtastwinkel für die Gruppe von 162A gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 163A stellt eine beispielhafte dual polarisierte Differenz-4-Anschluss-Patchantenne in einer Gegenphasenkonfiguration gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 163B stellt die Antennenkonfiguration von Fig. 163A in Seitenansicht gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 163C stellt eine beispielhafte laminierte Strukturaufschichtung, die die Ebenen L1-L6 enthält, für die Antennenkonfigurationen der Fig. 162A und Fig. 162B gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 163D stellt beispielhafte Patchantennenpolarität in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 163E stellt beispielhafte Unterdrückung von Kreuzpolarisationsebenen gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 164 stellt beispielhafte simulierte Strahlungsmusterergebnisse für den 4-Anschluss-Antennenkonfigurationsaspekt der Fig. 163A bis Fig. 163C gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 165A stellt eine beispielhafte 4-Anschluss-Erregungsantennentopologie mit Speiseleitungen von einer Speisequelle zu jedem der vier Anschlüsse gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 165B stellt die Speiseleitungen in der 4-Anschluss-Konfiguration von Fig. 165A, wobei der angesteuerte Patch der gestapelten Patchantenne auf den Speiseleitungen überlagert ist, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 165C stellt eine beispielhafte 12-Ebenen-Aufschichtung für den Aspekt von Fig. 165B dar.

Fig. 116A stellt ein beispielhaftes 4x4-Antennengruppen-Schaltbild unter Verwendung von 4-Anschluss-Elementen, die in Speise-Netzen integriert sind, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 166B und Fig. 166C stellen beispielhafte simulierte Strahlungsmusterergebnisse für die 4-Anschluss-Antennengruppe von Fig. 166A gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 167A stellt eine beispielhafte Gruppenkonfiguration unter Verwendung von dual polarisierten 2-Anschluss-Antennenelementen gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 167B und Fig. 167C stellen beispielhafte simulierte Strahlungsmusterergebnisse für die Antennengruppe von Fig. 167A gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 168A stellt eine weitere beispielhafte Gruppenkonfiguration unter Verwendung von dual polarisierten 2-Anschluss-Antennenelementen gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 168B und Fig. 168C stellen beispielhafte Simulationsergebnisse von Strahlungsmustern für Fig. 168A gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 169 stellt einen beispielhaften mastmontierten mmWellen-Antennenblock mit mehreren Antennengruppen für Verkehrsvernetzungs-Kommunikation (V2X-Kommunikation) gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 170 stellt beispielhafte Strahllenkung und Antennenumschaltung in einer Millimeterwellen-Antennengruppe, die mit einem einzelnen entwickelten Node-B (eNB) kommuniziert, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 171 stellt beispielhafte Strahllenkung und Antennenumschaltung in einer Millimeterwellen-Antennengruppe, die mehreren entwickelten eNBs kommuniziert, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 172 stellt beispielhafte gleichzeitige Millimeterwellen-Kommunikation mit mehreren Vorrichtungen unter Verwendung eines Antennenblocks mit mehreren Antennengruppen gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 173 stellt mehrere beispielhafte Strahlen, die zur Millimeterwellen-Kommunikation durch einen Antennenblock, der mehrere Antennengruppen enthält, verwendet werden können, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 174 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Millimeterwellen-Kommunikationsvorrichtung, die den Antennenblock mit mehreren Antennengruppen von Fig. 169 verwendet, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 175A ist eine Darstellung einer beispielhaften Via-Antennengruppe, die in einem Mobiltelefon konfiguriert ist, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 175B ist eine Darstellung einer beispielhaften Via-Antennengruppe, die in einem Laptop konfiguriert ist, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 175C ist eine Darstellung einer beispielhaften Via-Antennengruppe, die auf einer Hauptplatinen-PCB konfiguriert ist, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 176A ist eine Querschnittsansicht einer beispielhaften Via-Antenne in einer mehrschichtigen PCB gemäß einigen Aspekten.

Fig. 176B ist eine perspektivische Ansicht einer beispielhaften Via-Antenne gemäß einigen Aspekten.

Fig. 177A ist eine Darstellung einer Innenansicht einer beispielhaften PCB-Via-Antenne von der Oberseite einer PCB gemäß einigen Aspekten.

Fig. 177B ist eine Darstellung einer beispielhaften PCB-Via-Antenne gesehen von der Unterseite einer PCB gemäß einigen Aspekten.

Fig. 178A ist eine Draufsicht einer beispielhaften Via-Antennengruppe gemäß einigen Aspekten.

Fig. 178B ist eine Darstellung einer beispielhaften vertikalen Speisung für eine Via-Antenne gemäß einigen Aspekten.

Fig. 178C ist eine Darstellung einer beispielhaften horizontalen Speisung für eine Via-Antenne gemäß einigen Aspekten.

Fig. 179A ist eine perspektivische Ansicht beispielhafter Back-to-Back-Vias, die als eine Dipol-Via-Antenne konfiguriert sind, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 179B ist eine perspektivische Ansicht eines beispielhaften Back-to-Back-Via, das als eine Dipol-Via-Antenne konfiguriert ist, die PCB-Laminatschichten darstellt, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 180 ist ein Diagramm einer Antennen-Rückflussdämpfung für die Dipol-Via-Antennenkonfiguration der Fig. 179A und Fig. 179B gemäß einigen Aspekten.

Fig. 181A ist ein simuliertes komplanares FernfeldStrahlungsmuster für die Dipol-Via-Antennenkonfiguration der Fig. 179A und Fig. 179B an einer Frequenz von 27,5 GHz unter Verwendung der Ludwig-Definition gemäß einigen Aspekten.

Fig. 181B ist ein beispielhaftes simuliertes komplanares FernfeldStrahlungsmuster für die Dipol-Via-Antennenkonfiguration der Fig. 179A und Fig. 179B an einer Frequenz von 28 GHz unter Verwendung der Ludwig-Definition gemäß einigen Aspekten.

Fig. 181C ist ein beispielhaftes simuliertes komplanares FernfeldStrahlungsmuster für die Dipol-Via-Antennenkonfiguration der Fig. 179A und Fig. 179B an einer Frequenz von 29,5 GHz unter Verwendung der Ludwig-Definition gemäß einigen Aspekten.

Fig. 182 ist eine beispielhafte Zweielemente-Via-Antennengruppenkonstruktion für den Betrieb an 28 GHz für 5G-Technologie gemäß einigen Aspekten.

Fig. 183 ist ein simuliertes Diagramm von Antennen-Rückflussdämpfung für die Zweielemente-Via-Antennengruppenkonstruktion von Fig. 182 gemäß einigen Aspekten.

Fig. 184A ist ein simuliertes Strahlungsmuster der Zweielemente-Via-Antennengruppenkonstruktion von Fig. 182, die an einer Frequenz von 27,5 GHz arbeitet, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 184B ist ein simuliertes Strahlungsmuster der Zweielemente-Via-Antennengruppenkonstruktion von Fig. 182, die an einer Frequenz von 29,5 GHz arbeitet, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 185 ist eine perspektivische Ansicht einer beispielhaften Via-Antenne, die in einer PCB konstruiert ist, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 186A ist eine Unteransicht der Masseebene [engl.: ground plane] der Via-Antenne von Fig. 185 gemäß einigen Aspekten.

Fig. 186B ist eine Seitenansicht der Via-Antenne von Fig. 185 gemäß einigen Aspekten.

Fig. 186C ist eine perspektivische Ansicht der Via-Antenne von Fig. 185 gemäß einigen Aspekten.

Fig. 187 ist ein simuliertes Diagramm einer beispielhaften Via-Antennen-Rückflussdämpfung für die Via-Antenne von Fig. 185 gemäß einigen Aspekten.

Fig. 188 ist eine Darstellung von Luftlöchern, die um eine beispielhafte Via-Antenne in einer PCB gebohrt sind, um Oberflächenwellenausbreitung zu verringern, gemäß einigen Aspekten.

Die Fig. 189A bis Fig. 189C stellen Komponenten einer beispielhaften modifizierten Masseebene für eine 3D-Konusantenne gemäß einigen Aspekten.

Fig. 189D stellt beispielhafte Konusantennen mit verschiedenen abgesetzten Masseebenen dar.

Die Fig. 190A bis Fig. 190C stellen ein Beispiel einer konusförmigen Monopolantennenstruktur mit unterschiedlichen Typen von Masseebenen gemäß einigen Aspekten dar.

Die Fig. 191A und Fig. 191B stellen einen Strahlungsmustervergleich zwischen den Antennenstrukturen der Fig. 190A bis Fig. 190C gemäß einigen Aspekten dar.

Die Fig. 192A und Fig. 192B sind genauere Darstellungen einiger der Antennenstrukturen der Fig. 190A bis Fig. 190C gemäß einigen Aspekten.

Die Fig. 193A und Fig. 193B stellen ein Draufsicht und eine Unteransicht einer beispielhaften 3D-Antennenstruktur von Fig. 190A bis Fig. 190C gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 194 ist ein grafischer Vergleich zwischen der Rückflussdämpfung der Antenne von Fig. 192A und Fig. 192B gemäß einigen Aspekten.

Die Fig. 195A bis Fig. 195C stellen die E-Feldverteilung für die Massestrukturen von Fig. 190A bis Fig. 190C gemäß einigen Aspekten dar.

Die Fig. 196A bis Fig. 196C stellen beispielhafte Fünfelemente-Konusantennengruppen ohne und mit einer modifizierten Masseebene gemäß einigen Aspekten dar.

Die Fig. 197A und Fig. 197B stellen einen Kreuzpolarisations-Strahlungsmustervergleich mit und ohne eine modifizierte Masseebene gemäß einigen Aspekten dar.

Die Fig. 198A und Fig. 198B stellen den Effekt einer Masseebene auf die Antennenstrahlung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 199 stellt einen Vergleich der Rückflussdämpfung und Isolationsvergleich für eine beispielhafte Antennengruppe mit einer modifizierten Masseebene gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 200 stellt einen Vergleich der Rückflussdämpfung und Isolation zwischen Antennenelementen für eine beispielhafte nicht modifizierte große Antennengruppe gemäß einigen Aspekten dar.

Die Fig. 201A bis Fig. 201C stellen eine beispielhafte PCB mit gespaltenen modifizierten Masseebenen, die mit 3D-Antennen verwendet werden können, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 202 stellt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängers, der in Umschalt- und Aufteilungsbetriebsart arbeitet, dar.

Fig. 203 stellt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängers dar, der segmentierte rauscharme Verstärker (LNAs) und segmentierte Mischer verwendet, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 204 stellt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängers dar, der segmentierte rauscharme Verstärker (LNAs) und segmentierte Mischer verwendet, die in Aufteilungsbetriebsart arbeiten, um ein zusammenhängendes Trägeraggregationssignal zu verarbeiten, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 205 stellt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängers, der segmentierte LNAs und segmentierte Mischer verwendet, die in der Schaltbetriebsart mit Signalaufteilung an dem LNA-Eingang arbeiten, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 206 stellt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängers, der segmentierte LNAs und segmentierte Mischer verwendet, die in der Aufteilungsbetriebsart mit Signalaufteilung an dem LNA-Eingang arbeiten, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 207 stellt ein Blockdiagramm einer beispielhaften Signalerzeugungsschaltung eines lokalen Oszillators (LO-Signalerzeugungsschaltung) gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 208 stellt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängers, der einen segmentierten Ausgabe-LNA und segmentierte Mischer verwendet, die in der Schaltbetriebsart mit Signalaufteilung an dem LNA-Ausgang arbeiten, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 209 stellt ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängers, der einen segmentierten Ausgabe-LNA und segmentierte Mischer verwendet, die in der Aufteilungsbetriebsart mit Signalaufteilung an dem LNA-Ausgang arbeiten, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 210 stellt beispielhafte LO-Verteilungsschemas für Empfänger, die in einer Schaltbetriebsart arbeiten, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 211 stellt beispielhafte LO-Verteilungsschemas für Empfänger, die in einer Aufteilungsbetriebsart arbeiten, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 212 ist eine Seitenansicht eines nicht eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems, das einen Verbinder verwendet, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 213 ist eine Seitenansicht eines beispielhaften eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems gemäß einigen Aspekten.

Fig. 214 ist eine Seitenansicht eines beispielhaften eingegossenen Package-auf-Package-Die-Funksystems gemäß einigen Aspekten.

Fig. 215 stellt einen Querschnitt einer beispielhaften Rechenplattform mit eigenständigen Komponenten eines RF-Frontend gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 216 stellt einen Querschnitt einer beispielhaften Rechenplattform mit integrierten Komponenten eines RF-Frontend innerhalb eines Laminats oder Substrats gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 217 stellt eine beispielhafte intelligente Vorrichtung oder ein beispielhaftes Computersystem oder ein SoC (Einchipsystem), das teilweise in dem Laminat/Substrat implementiert ist, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 218 ist eine Seitenansicht eines beispielhaften eingebetteten eingegossenen Package-auf-Package-Funksystems, das ultradünne Komponenten verwendet, die zwischen dem Die und der/den Antenne(n) konfiguriert sind, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 219 ist eine Seitenansicht des eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems mit drei aufeinander gestapelten Packages gemäß einigen Aspekten.

Fig. 220 ist ein Blockdiagramm auf hoher Ebene einer beispielhaften mmWellen-RF-Architektur für 5G und WiGig gemäß einigen Aspekten.

Fig. 221 stellt einen Frequenzumsetzungsplan für eine beispielhafte mmWellen-RF-Architektur für 5G und WiGig gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 221A ist ein Schaltbild der Frequenzzuweisung für das 5G 40 GHz-Frequenzband gemäß einigen Aspekten.

Fig. 221B stellt eine beispielhafte Synthesizerquelle zum Verschieben des zweiten Frequenzbandstroms aus zwei Frequenzbandströmen über das ungenutzte 5G-Frequenzband gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 221C stellt die Phasenrauschleistung als eine Funktion der Frequenz gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 222 stellt ein beispielhaftes Sender-Aufwärtsumsetzungs-Frequenzschema für 5G in dem 40 GHz-Frequenzband gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 223 stellt ein beispielhaftes Sender-Aufwärtsumsetzungs-Frequenzschema für 5G in dem 30 GHz-Frequenzband gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 224A ist ein erster Abschnitt eines Blockdiagramms einer beispielhaften integrierten Basisbandschaltung (BBIC) gemäß einigen Aspekten.

Fig. 224B ist ein zweiter Abschnitt eines Blockdiagramms einer beispielhaften integrierten Basisbandschaltung (BBIC) gemäß einigen Aspekten.

Fig. 225 ist genaues ein Blockdiagramm einer beispielhaften integrierten Hochfrequenzschaltung (RFIC) gemäß einigen Aspekten.

Fig. 226A und Fig. 226B sind Blockdiagramme eines beispielhaften mmWellen- und 5G-Kommunikationssystems gemäß einigen Aspekten.

Fig. 227 stellt eine schematische Zuweisung von Hochfrequenz (RF), Zwischenfrequenz (IF) und Frequenz des lokalen Oszillators (LO-Frequenz) für einen Durchlauf über eine Vielzahl von Kanaloptionen gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 228 stellt ein beispielhaftes festes LO-Sender-Aufwärtsumsetzungsschema gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 229 stellt Dualumsetzung in einem beispielhaften Funksystem, die eine erste Umsetzung mit einem festen LO, gefolgt von einer zweiten Umsetzung mit einem variieren den LO enthält, gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 230 stellt eine Digital/Zeit-Umsetzer- (DTC-) Struktur in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 231 stellt eine in offener Schleife kalibrierte DTC-Architektur in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 232A stellt Zeitverschachtelung von DTCs, um die Taktfrequenz zu erhöhen, in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar; Fig. 232B stellt Taktsignale von Fig. 232A in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 233 stellt einen Reiheninjektionsverriegelungsoszillator mit Impulsformung in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 234 stellt ein Verfahren zum Bereitstellen eines mmWellen-Frequenzsignals in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 235 stellt einen Empfänger in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 236 stellt eine Basisimplementierung eines Feedforward-Entzerrers (FEE) in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 237A und Fig. 237B stellen einen FFE in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 238 stellt ein Verfahren zum Bereitstellen analoger Signalentzerrung gemäß einigen Aspekten dar.

Die Fig. 239A und Fig. 239B stellen Konfigurationen eines rekonfigurierbaren Entscheidungs-Rückkopplungs-Entzerrers (DFE) in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Die Fig. 240A und Fig. 240B stellen Selektor/D-Flipflop- (DFF-) Kombinationskonfigurationen eines rekonfigurierbaren DFE in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 241 ist ein Verfahren zum Konfigurieren eines DFE in Übereinstimmung mit einigen Aspekten.

Fig. 242 stellt eine mmWellen-Architektur in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 243 stellt eine Senderhybridstrahlformungsarchitektur in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 244 stellt eine Simulation der Kommunikationsrate in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 245 stellt eine Simulation eines Signal-Rausch-Verhältnisses (SNR) in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 246 stellt ein Verfahren zum Kommunizieren strahlgeformter mmWellen-Signale in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Die Fig. 247A und Fig. 247B stellen eine Sendeempfängerstruktur in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Die Fig. 248A und Fig. 248B stellen eine Sendeempfängerstruktur in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 249 stellt den Stromverbrauch eines Analog/DigitalUmsetzer (ADC) mit adaptiver Auflösung in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 250 stellt eine Bitfehlerraten- (BER-) Leistung in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 251 stellt ein Verfahren zum Kommunizieren strahlgeformter mmWellen-Signale in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Die Fig. 252A und Fig. 252B stellen eine Sendeempfängerstruktur in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 253 stellt eine Gruppenstruktur in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 254 stellt eine Simulation von Gitterkeulen in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 255 stellt eine Simulation optimaler Phasenwerte in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 256 stellt eine weitere Simulation optimaler Phasenwerte in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 257 stellt einen Prozess für einen Phasenschieber in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 258 stellt eine Phasenwertbestimmung in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 259 stellt einen Leistungsvergleich in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 260 stellt einen weiteren Leistungsvergleich in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 261 stellt ein Verfahren zum Bereitstellen von Strahllenkung in einer Kommunikationsvorrichtung in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Die Fig. 262A und Fig. 262B stellen einen Aspekt einer Ladungspumpe in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 263 stellt einen Aspekt einer Ladungspumpe in Übereinstimmung mit einigen dar.

Fig. 264A stellt ein vereinfachtes Schema eines Ausgabeabschnitts der Ladungspumpe in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar. Fig. 264B stellt ein Zeitdiagramm von Signalen der Ladungspumpe in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Die Fig. 265A bis Fig. 265C stellen den Betrieb der Ladungspumpe gemäß einigen Aspekten dar.

Die Fig. 266A bis Fig. 266C stellen eine Zusammenfassung des Betriebs der Ladungspumpe gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 267 stellt ein Verfahren zum Injizieren von Ladung in eine Ladungspumpe in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 268 stellt eine Empfängerarchitektur in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 269 stellt die Filterkennlinie eines Empfängers gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 270 stellt die BER-Leistung eines Empfängers gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 271 stellt andere Empfängerarchitekturen gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 272 stellt ein Verfahren zum Kompensieren von Störern in einem Empfänger gemäß einigen Aspekten dar.

Die Fig. 273A und Fig. 273B stellen Störung in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 274 stellt eine Empfängerarchitektur in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 275 stellt ein überabgetastetes Signal in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Die Fig. 276A und Fig. 276B stellen Filterkennlinien des Empfängers in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 277 stellt ein Strahlformungsmuster gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 278 stellt eine BER-Leistung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 279 stellt ein Verfahren zum Reduzieren des Quantisierer-Dynamikbereichs in einem Empfänger gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 280 stellt ein ADC-System (ADCS) gemäß einigen Aspekten dar.

Die Fig. 281A und Fig. 281B stellen unterschiedliche Betriebsarbeiten eines ADCS gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 282 stellt Kern-ADC-Mittelwertbildung gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 283 stellt die Auflösungsverbesserung eines Mittelwert bildenden Systems in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 284 stellt ein Verfahren zum Bereitstellen einer flexiblen ADC-Architektur in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 285 stellt eine Empfängerarchitektur in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 286 stellt eine Simulation einer optimalen räumlichen Antwort in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 287 stellt eine Simulation von BER in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 288 stellt eine Simulation von Störungszurückweisung in Übereinstimmung mit einigen Aspekten dar.

Fig. 289 stellt ein Verfahren zum Reduzieren des Quantisierer-Dynamikbereichs in einem Empfänger gemäß einigen Aspekten dar.

Fig. 290 ist ein Blockdiagramm eines Beispiels einer Architektur eines zeitverschachtelten Analog/Digital-Umsetzers (TI-ADC-Architektur) in Übereinstimmung mit einigen Aspekten, die hier benutzt werden kann und die eine Hochgeschwindigkeitsumsetzung unter Verwendung von M parallelen Niedergeschwindigkeits-ADC-Kanälen erreicht, in einigen Aspekten.

Fig. 291 ist ein Zeitdiagramm 29100, das darstellt, wie alle Kanäle mit derselben Abtastfrequenz FS (oder ihrer Inversen TS, die in Fig. 291 dargestellt ist) mit M gleichmäßig beabstandeten Phasen gemäß einem Beispiel-TI-ADC arbeiten.

Fig. 292 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel eines Sendeempfängers 29200, der eine Rückschleifen-Konstruktion aufweist, gemäß einem hier offenbarten Beispiel darstellt.

Fig. 293 ist ein Ablaufplan, der einen Prozess gemäß einem hier offenbarten Beispiel darstellt.

Fig. 294 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften TI-ADC gemäß einigen Aspekten.

Fig. 295 ist ein Blockdiagramm eines Beispiels einer TI-ADC-Architektur, die eine Hochgeschwindigkeitsumsetzung erreicht, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 296 ist ein Zeitdiagramm, das darstellt, wie alle Kanäle mit derselben Abtastfrequenz FS (oder ihrer Inversen TS, die in Fig. 296 dargestellt ist) mit M gleichmäßig beabstandeten Phasen gemäß arbeiten, einigen Aspekten.

Fig. 297 ist ein Ablaufplan, der eine Beispielimplementierung eines Prozesses zum Anwenden der Verstärkungskorrektur gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 298 ist ein Diagramm, das ein Beispiels einer PA-Kennlinie von AM/AM (Eingangsamplitude vs. Ausgangsamplitude) gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 299 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer PA-Kennlinie von AM/PM (Eingangsamplitude vs. Ausgangsphasenvariation) gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 300 ist ein Blockdiagramm eines Beispiels eines Verstärkungsmodells für einen Abschnitt eines Senders einer phasengesteuerten Gruppe gemäß einem beispielhaften Aspekt der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 301 ist ein Blockdiagramm eines Beispiels eines schaltbaren Sendeempfängerabschnitts, das das vorstehend beschriebene Sendermodell repräsentieren kann, gemäß einem beispielhaften Aspekt der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 302 ist im Wesentlichen eine Sendeempfängerabschnitts-Nachbildung des in Fig. 301 dargestellten Sendeempfängerabschnitts, jedoch mit den Schaltern in einer Empfangskonfiguration eingestellt, gemäß einem beispielhaften Aspekte der vorliegenden Offenbarung.

Die Fig. 303A und Fig. 303B sind Teile eines Blockdiagramms eines Beispiels eines vollständigen Sendeempfängers, der einen Sendeempfängerabschnitt enthalten kann, gemäß einem beispielhaften Aspekt der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 304 ist ein Blockdiagramm, das den Sendeempfänger einer phasengesteuerten Gruppe, der in Kommunikation mit einem externen Sendeempfänger einer phasengesteuerten Gruppe (EAPT) ist, gemäß einem beispielhaften Aspekt der vorliegenden Offenbarung darstellt.

Fig. 305 ist ein Ablaufplan, der ein Beispiel eines Prozesses, der durch den Sendeempfänger verwendet werden kann, gemäß einem beispielhaften Aspekt der vorliegenden Offenbarung darstellt.

Fig. 306 ist ein Ablaufplan, der ein weiteres Beispiel eines Prozesses, der durch den Sendeempfänger verwendet werden kann, gemäß einem beispielhaften Aspekt der vorliegenden Offenbarung darstellt.

Die Fig. 307A und Fig. 307B sind Teile eines Blockdiagramms eines Beispiels eines verteilten gesamten Empfängersystems einer phasengesteuerten Gruppe gemäß einigen Aspekten.

Fig. 308 ist ein Blockdiagramm eines Empfänger-Leistungsverstärkers gemäß einigen Aspekten.

Fig. 309 ist ein Diagramm, das für eine gegebene Verstärkungseinstellung für automatische Verstärkungssteuerung (AGC-Verstärkungseinstellung) eine EVM gegen die Empfangsleistung gemäß einigen Aspekten aufzeichnet.

Fig. 310 ist ein Diagramm, das die EVM vs. Empfangsleistungs-Kurve für eine Anzahl von AGC-Verstärkungseinstellungen aufweist, wobei die AGC-Verstärkungseinstellungen einen Grad der Überlappung miteinander aufweisen, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 311 ist ein Diagramm, das optimale Schwellenwerte zum Aktivieren einer speziellen AGC-Verstärkungseinstellung gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 312 ist ein Ablaufplan, der einen Beispielprozess, der benutzt werden kann, um die optimalen Schwellenwerte zu bestimmen, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 313 ist ein schematisches Blockdiagramm eines phasengesteuerten Hochfrequenz (RF) -Gruppensystems gemäß einigen Aspekten.

Fig. 314 ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine weitere Topologie eines Funk-Sendeempfängers einer phasengesteuerten Gruppe, der als ein phasengesteuertes Gruppensystem mit lokalem Oszillator (LO) bezeichnet ist, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 315 ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine dritte Alternative für die Konstruktion des Funk-Sendeempfängers einer phasengesteuerten Gruppe gemäß einigen Aspekten darstellt und das als ein digitales phasengesteuertes Gruppensystem bezeichnet ist.

Fig. 316 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Zellenelements der SPARTA-Gruppe gemäß einigen Aspekten.

Fig. 317 ist ein Blockdiagramm, das gekachelte SPARTA-Zellen gemäß einigen Aspekten darstellt.

Die Fig. 318 und Fig. 319 sind piktographische Diagramme von Wafer-Schneiden gemäß einigen Aspekten.

Fig. 320 ist eine piktographische Darstellung einer kombinierten SPARTA-Gruppe, die als Wafer verarbeitet werden kann und mit einer Antennengruppe kombiniert sein kann, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 321 ist ein Blockdiagramm, das eine SPARTA-Zelle (die eine Implementierung der SPARTA-Zelle sein kann) darstellt, die zum Kacheln einer digitalen Phasengruppe verwendet werden kann, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 322 ist ein Blockdiagramm, das ein Pipelining einer phasengesteuerten LO-Gruppe zwischen benachbarten Zellen in der Phasenkombinierungsbetriebsart eines LO gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 323 ist ein Blockdiagramm, das das SPARTA-Zellen-Kacheln unter Verwendung einer LO-Phasengruppe darstellt und einen aktiven Datenumsetzer-ADC gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 324 ist ein Blockdiagramm, das eine SPARTA-Gruppe in der Hybridbetriebsart, wobei jede Reihe in einer LO-Phasenverschiebung gekachelt ist und einen einzigen ADC gemeinsam verwendet, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 325 ist ein Blockdiagramm, das das Pipelining des Kombinierens von analogen phasengesteuerten Gruppen zwischen benachbarten Zellen für die Betriebsart mit Kombinieren von analogen phasengesteuerten Gruppen gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 326 ist ein schematisches Diagramm, das Komponenten für eine Injektionsverriegelungs- (IL-) basierte Phasenmodulationsschaltung gemäß einigen Aspekten darstellt, die Phasenverschiebungseigenschaften eines herkömmlichen verriegelten Oszillators benutzt.

Fig. 327 ist ein Diagramm, das darstellt, wie sich die Ausgangsphase und die Amplitude ändern, wenn eine Mittelfrequenz des Oszillators in Bezug auf die Verriegelungsfrequenz geändert wird, während sie immer noch auf die Injektionsfrequenz verriegelt ist, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 328 ist ein Zeitdiagramm, das zwei Symbole mit den Phasen φ1 und φ2, die durch Steuern des cap-DAC mit Basismodulations-Bits als die Dateneingabe erzeugt werden, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 329 ist ein Blockdiagramm für eine IL-basierte Phasenmodulationsschaltung mit einer vollständigen 360°-Phasenmodulation unter Verwendung einer injektionsverriegelten Architektur mit kaskadierter Unterschwingung in Bezug auf die Trägerfrequenz gemäß einigen Aspekten.

Fig. 330 ist ein Kombinationsdiagramm, das ein echtes zeitverzögerungsbasierte Strahlformen, in dem die Elemente eins und zwei mit den gleichen Basisbanddatensignalen („11“, „00“) mit zwei unterschiedlichen Versatzen gespeist werden, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 331 ist ein schematisches Blockdiagramm, das eine Beispielarchitektur eines Senders einer phasengesteuerten Vier-Elementegruppe, der das Kombinieren harmonischer IL-basierter Phasenmodulation mit echtzeitverzögertem Strahlformen implementiert, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 332 ist ein Blockdiagramm für eine IIL-basierte Phasenmodulationsschaltung, das ein Beispiel eines injektionsverriegelten Oszillators beim Arbeiten an 1/3 der Trägerfrequenz gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 333 ist ein Blockdiagramm für eine IIL-basierte Phasenmodulationsschaltung, das ein Beispiel eines injektionsverriegelten Oszillators beim Arbeiten an 1/2 der Trägerfrequenz gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 334 ist ein piktographisches Diagramm, das Quadraturphasenumtastungs- (QPSK-) (PAM2-drahtgebunden-basierte) Modulation (zwei Bits pro Symbol) mit einem Diagramm, das eine Konstellationskarte ist, die die I/Q-Werte, die möglich sind, darstellt, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 335 ist ein piktographisches Diagramm, das eine 16-QAM-(PAM4-drahtgebunden-basierte) Modulation (vier Bits pro Symbol) mit einem Diagramm, das eine Konstellationskarte ist, die die I/Q-Werte, die möglich sind, darstellt, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 336 ist ein piktographisches Diagramm einer Konstruktion für PAM2- (QPSK-) Modulation gemäß einigen Aspekten.

Fig. 337 ist eine Tabelle von Daten und Fehlerwerten, die gemäß einigen Aspekten bereitgestellt sind.

Fig. 338 ist ein Diagramm, das die Verwendung der Gleichung für Z und die erste Tabelle gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 339 ist eine Tabelle, die eine zweite Idee, in der die Fehlerwerte alle minus eins sind, außer oberhalb der Plus-drei-Werte und unterhalb der Minus-drei-Werte, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 340 ist ein Diagramm der Z-Funktion unter Verwendung der zweiten Tabelle gemäß einigen Aspekten.

Fig. 341 ist ein schematisches Blockdiagramm einer typischen Baudraten-CDR-Schleife für drahtgebunden gemäß einigen Aspekten.

Fig. 342 ist ein schematisches Blockdiagramm einer neuartigen drahtlosen CDR-Schleife, die sowohl einen In-Phasen- (I) als auch einen Quadratur- (Q) Eingang aufweist, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 343 ist eine Tabelle, die verschiedene Modenwerte enthält, die verwendet werden können für die Mode der Konstruktion von Fig. 342, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 344A ist ein schematisches Blockdiagramm einer beispielhaften AGC-Schaltung, die in einem Empfänger implementiert sein kann, wobei eine Amplitude des empfangenen Signals während des Betriebs des Empfängers variiert, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 344B ist ein Ablaufplan eines beispielhaften AGC-Prozesses, der in einem Empfänger implementiert sein kann, wobei eine Amplitude des empfangenen Signals während des Betriebs des Empfängers variiert, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 345 ist ein Konstellationsdiagramm für Quadratur-Codierung, das Quantisierungs-Bins für ADCs mit geringer Auflösung mit b = log2(2n) Bits in jeder der I/Q-Komponenten eines Empfängersignals in einem Einzelantennen-Empfängersystem gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 346 ist ein Konstellationsdiagramm für Quadratur-Codierung, die Quantisierungsbereiche für einen 3-Bit-ADC gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 347 ist ein Diagramm, das bedingte Wahrscheinlichkeitsverteilungen, wobei nur r1 und r5 monoton zunehmen und abnehmen, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 348 ist ein Diagramm, das die Ableitung bedingter Wahrscheinlichkeitsverteilungen gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 349 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für die Abschätzung der Leistungsfähigkeit des vorgeschlagenen Leistungsschätzungsalgortihmus im Vergleich zu der klassischen Bestimmung der mittleren Leistung gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 350 ist ein Diagramm, das die Latenz des neuartigen Algorithmus gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 351 ist ein Diagramm, das den normalisierten mittleren quadratischen Fehler (MSE) gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 352 ist ein Diagramm, das einen mittleren quadratischen Fehler (MSE) mit einem gleichmäßigen 45°-Phasenrauschen gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 353 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein Beispiel eines MIMO-Empfängers mit einem digitalen Prozessor gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 354 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel einer Strahlformungsschaltung mit N gleichen Sendeempfängerscheiben und N Antennenelementen gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 355 ist ein Diagramm, das SNDR vs. Eingangsleistung an der Antenne in dem Fall aufzeichnet, in dem der Antennengewinn konstant gehalten ist, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 356 ist ein Diagramm, das SNDR vs. Eingangsleistung an der Antenne in dem Fall aufzeichnet, in dem der Antennengewinn variiert wird, um Gewinnsteuerung zu ermöglichen, gemäß einigen Aspekten.

Fig. 357 ist ein Diagramm, das die abgestrahlte Leistung und die relativen Stromaufnahme versus der Anzahl aktiver Elemente in der Antennengruppe gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 358 ist ein Diagramm, das Betriebsbedingungskompromisse für Rx gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 359 ist ein Diagramm, das Betriebsbedingungskompromisse für Tx gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 360 ist ein Ablaufplan, der ein Beispiel eines Empfangsprozesses, der verwendet werden kann, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 361 ist ein Ablaufplan, der ein Beispiel eines Sendeprozesses, der verwendet werden kann, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 362 ist ein schematisches Diagramm einer DAC-Architektur gemäß einigen Aspekten.

Fig. 363 ist ein schematisches Diagramm einer hierarchischen Struktur gemäß einer Implementierung einer hier beschriebenen Vorrichtung.

Fig. 364 ist ein kombiniertes piktographisches Diagramm, das ein Paar von Graphen aufweist, die Co-Polarisation und Kreuzpolarisation, wenn eine Sendeantenne und eine Empfangsantenne ausgerichtet (d. h. parallel) sind, gemäß einigen Aspekten darstellen.

Fig. 365 ist ein kombiniertes piktographisches Diagramm, das ein Paar von Graphen aufweist, die Co-Polarisation und Kreuzpolarisation, wenn eine Sendeantenne und eine Empfangsantenne nicht ausgerichtet (d. h. nicht parallel) sind, gemäß einigen Aspekten darstellen.

Fig. 366 ist ein Beispiel eines Empfängers unter Verwendung der MSFFPE-Konstruktion gemäß einigen Aspekten.

Fig. 367 ist ein Schaltplan, der einen herkömmlichen Summierer darstellt.

Fig. 368 ist ein Schaltplan, der eine Integration eines DFE-Summierers, wobei die relevanten Unterschiede hervorgehoben sind, gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 369 ist ein schematisches Diagramm, das mehr Einzelheiten über die DFE-Summierer-Konstruktion gemäß einigen Aspekten bereitstellt.

Fig. 370 ist ein Diagramm, das sich auf die DFE-Summierer-Konstruktion bezieht, das das Taktsignal in Bezug auf das Ausgangssignal des summierenden Verstärkers und das Strong-Arm-1-Signal gemäß einigen Aspekten darstellt.

Fig. 371 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms einer RF-Vorrichtung in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 372 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms einer RF-Vorrichtung in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 373 ist eine schematische Darstellung einer bidirektionalen Verstärkerschaltung in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 374 ist eine schematische Darstellung einer bidirektionalen Verstärkerschaltung in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 375 ist eine schematische Darstellung einer bidirektionalen Verstärkerschaltung in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 376 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Sendeempfängers, der eine Kaskoden-Topologie eines aktiven bidirektionalen Splitters und Kombinierers (ABDSC) enthält, in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 377 ist eine schematische Darstellung eines Schaltplans einer Topologie mit gemeinsamer Source eines ABDSC in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 378 ist eine schematische Darstellung einer Topologie mit gemeinsamem Gate eines ABDSC in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 379 ist eine schematische Darstellung einer Topologie mit gemeinsamem Gate / gemeinsamer Source (CS/CG) eines ABDSC in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 380 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms einer Architektur eines Senders in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 381A ist eine schematische Darstellung einer elektronischen Schaltung eines Verstärkers mit Steuerung durch gestapeltes Gate in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 381B ist eine schematische Darstellung einer elektronischen Schaltung eines Verstärkers mit Steuerung durch gestapeltes Gate in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 382 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Senders, der einen durch gestapeltes Gate modulierten digitalen Leistungsverstärker (PA) aufweist, in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Die Fig. 383A und Fig. 383B sind schematische Darstellungen einer dynamischen Realisierung einer Mehrebenen-Hochgeschwindigkeits-Augendiagramms in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Die Fig. 384A und Fig. 384B bilden ein Leistungsverbesserungsdiagramm (Fig. 384A) und ein Leistungsreduktionsdiagramm (Fig. 384B) ab, die einem Eingangsreihenschaltverstärker entsprechen, in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten ab.

Fig. 385A und Fig. 385B bilden ein Amplitudenauflösungsdiagramm (Fig. 385A) und ein Leistungseffizienzdiagramm (Fig. 385B), die einem digitalen N-Bit-PA entsprechen, in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten ab.

Fig. 386 bildet eine Drain-Effizienz versus Leistungssättigung eines durch gestapeltes Gate gesteuerten Verstärkers mit einem vorgeschalteten Treiberverstärker in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten ab.

Fig. 387 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Senders in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 388 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Zweistufen-Doherty-Verstärkers, der ein Balun unterhalb der Viertelwellenlänge (SQWL-Balun) einsetzen kann, in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 389 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Sendeempfängers in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 390 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Senders in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 391 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Outphasing-Verstärkers, der ein SQWL-Balun als eine Last einsetzt, in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 392 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Sendeempfängers in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 393 ist eine schematische Darstellung eines elektronischen Schaltplans einer Phasenverschiebungsschaltung in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 394 ist eine schematische Darstellung eines ersten Quadranten einer Konstellationspunktkarte in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 395 ist eine schematische Darstellung eines Diagramms, das eine Verstärkungsvariation von Konstellationspunkten versus idealer phasenverschobener Konstellationspunkte in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten abbildet.

Fig. 396 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Sendeempfängers in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 397 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Sendeempfängers in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 398 ist eine schematische Darstellung eines Generators für einen lokalen Quadratur-Oszillator (Quadratur-LO-Generators) in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 399 ist eine schematische Darstellung eines passiven Quadratur-LO-Generators in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 400 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Senders in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 401 ist eine schematische Darstellung eines Bandplans von mehreren Kanälen, die mehreren Kanalbandbreiten entsprechen, die in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten implementiert sein können.

Fig. 402 ist eine schematische Darstellung eines Diagramms, das eine Verstärkungsantwort eines Niederbandverstärkers und eines Hochbandverstärkers in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten abbildet.

Fig. 403 ist eine schematische Darstellung Transformators in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 404 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms einer drahtlosen Kommunikationseinrichtung in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 405 ist eine schematische Darstellung eines Impedanzanpassungsschalters in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 406 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Sendeempfängers in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 407 ist eine schematische Darstellung eines Blockdiagramms eines Halbduplex-Sendeempfängers in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 408 ist eine schematische Darstellung eines bidirektionalen Mischers in Übereinstimmung mit einigen anschaulichen Aspekten.

Fig. 409A stellt einen Sendeempfänger einer phasengesteuerten Gruppe gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 409B stellt eine Antennengruppe mit einem ursprünglichen reduzierten Abdeckungswinkel gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 409C stellt eine Linse, die zusammen mit einer Antenne einer phasengesteuerten Gruppe verwendet wird, um die abgestrahlten Strahlen abzulenken und den Abdeckungswinkel zu erweitern, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 409D stellt einen konkaven Reflektor, der zusammen mit einer phasengesteuerten Gruppe verwendet wird, um die abgestrahlten Strahlen abzulenken und den Abdeckungswinkel zu erweitern, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 410 stellt mehrere phasengesteuerte Gruppen, die zusammen mit einem gedruckten Reflektor in einer ersten Konfiguration verwendet werden, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 411 stellt mehrere phasengesteuerte Gruppen, die zusammen mit einer Cassegrain-Antenne in der ersten Konfiguration verwendet werden, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 412 stellt mehrere phasengesteuerte Gruppen, die zusammen mit einem gedruckten Reflektor in einer zweiten Konfiguration verwendet werden, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 413 stellt mehrere phasengesteuerte Gruppen, die zusammen mit einer Cassegrain-Antenne in der zweiten Konfiguration verwendet werden, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 414 stellt mehrere phasengesteuerte Gruppen, die zusammen mit einem gedruckten Reflektor in einer dritten Konfiguration verwendet werden, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 415 stellt mehrere phasengesteuerte Gruppen, die zusammen mit einer Cassegrain-Antenne in der dritten Konfiguration verwendet werden, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 416 stellt eine Draufsicht einer Sektorisierung, die von mehreren phasengesteuerten Gruppen herrührt, die zusammen mit einer Reflektorantenne verwendet werden, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 417 stellt das Abtasten in jedem Sektor der sektorierten Abtastbereiche gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 418 stellt ein Package, innerhalb der Antennen innerhalb eines Benutzergeräts ausgeführt sein können, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 419 stellt ein Diagramm des realisierten Gewinns einer 1x4-Dipolgruppe, die in dem Package von Fig. 418 realisiert ist, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 420 stellt Strahlungsmuster, die dem Diagramm von Fig. 419 zugeordnet sind, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 421 stellt die Verwendung einer Abschirmung einer integrierten Schaltung (IC-Abschirmung) als eine Antennenmasseebene und einen Reflektor für eine gestapelte Patchantenne gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 422 stellt eine Seitenansicht der in Fig. 421 dargestellten Monopolantenne, die einen unsymmetrischen Via-Speisemechanismus zeigt, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Die Fig. 422A-422C stellen spezielle Abmessungen der in Fig. 421 dargestellten Monopolantenne gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 423 stellt Patchelemente der Monopolantenne der Fig. 421 und Fig. 422 in einer Antennengruppenkonfiguration mit einer mobilen Plattform gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 424A stellt eine Dipolantenne mit einer Antenne einer oberflächenmontierten Vorrichtung (SMD-Antenne), die die Dipolantenne zu einem Dipol mit einem Monopol überleitet, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 424B ist eine perspektivische Ansicht des Dipolabschnitts der Antenne von Fig. 424A gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 424C stellt eine kombinierte Dipol- und Monopolantenne gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 424D stellt eine perspektivische Ansicht des Monopolteils der Antenne von Fig. 424A gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 424E ist eine Seitenansicht der Antenne der Fig. 424A und Fig. 424D gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 425 stellt ein Strahlungsmuster der Antenne von Fig. 424A gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 426A stellt einen Höhenschnitt des Strahlungsmusters der Antenne von Fig. 424A dar.

Fig. 426B stellt ein Strahlungsmuster der Antenne von Fig. 424B gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 427A stellt eine Seitenansicht eines L-förmigen SMD-Dipols mit einer IC-Abschirmung, die als ein Reflektor verwendet ist, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 427B stellt eine perspektivische Ansicht des L-förmigen SMD-Dipols mit einer IC-Abschirmung, die als ein Reflektor verwendet ist, die in Fig. 427A dargestellt ist, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 428 stellt eine perspektivische Ansicht einer Gruppe aus vier L-förmigen SMD-Dipolen gemäß einem Aspekt dar.

Fig. 429A stellt die Gruppe von Fig. 428 für vertikale Polarisation dar, wobei sich die Felder auslöschen, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 429B stellt die Gruppe von Fig. 428 für vertikale Polarisation dar, wobei sich die Felder addieren, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 430A stellt die Gruppe von Fig. 428 für horizontale Polarisation dar, wobei sich die Felder addieren, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 430B stellt die Gruppe von Fig. 428 für horizontal Polarisation dar, wobei sich die Felder auslöschen, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 431 stellt ein dreidimensionales Strahlungsmuster für vertikale (Theta-) Polarisation gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 432 stellt ein dreidimensionales Strahlungsmuster für horizontale (Phi-) Polarisation gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 433 stellt einzelne SMD-Monopolantenne gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 434 stellt ein dreidimensionales Strahlungsmuster gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 435 stellt eine Impedanzauftragung eines einzelnen Monopols gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 436 stellt die Rückflussdämpfung eines einzelnen Monopols über der Frequenz gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 437 stellt realisierten vertikalen Polarisations- (θ-) Gewinn in der X-Z-Ebene aus einem einzelnen Monopol gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 438 stellt realisierten vertikalen Polarisations- (θ-) Gewinn über der Frequenz, bei 15° oberhalb der Längsstrahlung, aus einem einzelnen Monopol gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 439 stellt eine Zweielemente-Monopol- und eine Zweielemente-Dipolgruppe gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 440 stellt ein dreidimensionales Strahlungsmuster der Zweidipolgruppe von Fig. 439 bei Fig. 60 GHz gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 441 stellt realisierten horizontalen Polaritäts- (Ø-) Gewinn über der Frequenz in der Längsstrahlungsrichtung aus der Zweidipolgruppe von Fig. 439 gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 442 stellt ein dreidimensionales Strahlungsmuster der Zweimonopolgruppe von Fig. 439 bei Fig. 60 GHz gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 443 stellt die realisierte vertikale Polarität (θ) gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 444 stellt eine vertikale Einzel-Patch-, Dualspeisung-, Dualpolarisations-SMD-Patchantenne gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 445 stellt eine vertikale gestapelte Patch-, Einzelspeisung-, Einfachpolarisations-SMD-Patchantenne gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 446 stellt eine horizontale SMD-Patchantenne gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 447 stellt eine vertikale SMD-Patchantenne unter Verwendung eines Schraffurmusters gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 448 stellt eine SMD-Spiralantenne mit Zirkularpolarisation gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 449 stellt eine Implementierung einer Spiralantenne innerhalb einer SMD gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 450 stellt das Koppeln von Strahlung an Direktoren auf einem Gehäuse gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 451A ist eine perspektivische Ansicht eines IC-Abschirmwandausschnitts, der eine Antenne bildet, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 451B ist eine Seitenansicht eines Wandausschnitts, der die in Fig. 451A dargestellte Antenne umfasst, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 451C ist eine perspektivische Ansicht einer IC-Abschirmung mit einem Wandausschnitt und einem oberen Ausschnitt, die Antennenelemente einer Antennengruppe umfassen, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 451D ist eine perspektivische Ansicht einer IC-Abschirmung mit einem ersten Wandausschnitt und einem zweiten Wandausschnitt, die Antennenelemente einer Antennengruppe umfassen, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 452A stellt eine Patchantenne und eine RF-Speiseleitungsverbindung, die einen Sende/Empfangs- (TR-) Schalter für eine Einfachpolarisationskonstruktion aufweist, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 452B stellt eine Patchantenne und eine RF-Speiseleitungsverbindung, die einen TR-Schalter für eine Dualpolarisationskonstruktion aufweist, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 452C stellt eine Patchantenne in einer Einfachpolarisationskonstruktion dar, wobei die Antennenspeiseleitung für den RX-Speiseleitungsanpassungspunkt im Vergleich zu dem TX-Speiseleitungsanpassungspunkt geringfügig zu einer Seite versetzt ist, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden dar.

Fig. 452D stellt eine Patchantenne in einer Dualpolarisationskonstruktion dar, wobei die Antennenspeiseleitungen für den RX-Speiseleitungsanpassungspunkt für beide Polarisationen im Vergleich zu dem TX-Speiseleitungsanpassungspunkt leicht zu einer Seite versetzt ist, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden dar.

Fig. 453A stellt eine Einfachpolarisationsimplementierung einer TX-Speiseleitung und einer RX-Speiseleitung, die direkt mit den Antennenspeiseleitungsanpassungspunkten verbunden sind, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 453B stellt eine Dualpolarisationsimplementierung einer TX-Speiseleitung und RX-Speiseleitung mit horizontaler Polarisation und einer TX-Speiseleitung und RX-Speiseleitung mit vertikaler Polarisation, die direkt mit Antennenspeiseleitungsanpassungspunkten verbunden sind, gemäß einigen Aspekten vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 454A stellt eine IC-Abschirmung gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 454B stellt eine IC-Abschirmung mit einer Wölbung oder Erweiterung, um den Antennengewinn und die Richtwirkung zu verbessern, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 454C stellt die Verwendung einer gefalteten Erweiterung mit einer IC-Abschirmung, um den Gewinn einer Gruppe von Dipolantennenelementen zu verbessern, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 454D stellt ein Loch, das in der Abschirmungsstruktur wegen der Wölbung auftritt, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 454E ist eine perspektivische Nahansicht der Wölbung und des Lochs von Fig. 54D gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 455 ist eine Draufsicht einer kombinierten Patchantennen- und Dipolantennengruppe mit einem Abschirmungsreflektor gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 456 ist eine Seitenansicht der Antennengruppe von Fig. 455 gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 457 ist eine perspektivische Ansicht eines Interposers, der mit einer Patchgruppe verwendet wird, um große Hindernisse in einer Benutzervorrichtung zu umgehen, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 458A ist eine perspektivische Ansicht des Interposers von Fig. 457, die einen IC-Abschirmungsdeckel darstellt, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 458B ist eine vertikale Ansicht des Strahlungsmusters für die Dipolantennengruppe von Fig. 458A, wobei die Längsstrahlungsrichtung bei minus neunzig (-90) Grad dargestellt ist, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 459 stellt den realisierten Gewinn der Patchantenne der Fig. 457 und Fig. 458A als eine Funktion der Höhe des Interposers in verschiedenen Richtungen gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 460A ist eine perspektivische Ansicht einer kombinierten Patch- und Schlitzantenne für Dualband-Dualpolarisationsbetrieb gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 460B ist eine Seitenansicht der kombinierten Patch- und Schlitzantenne von Fig. 460A gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 461A ist eine Explosionsansicht der Antenne-auf-einem Chip (AOC) gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 461B ist eine Unteransicht der Antennen, die die AOC von Fig. 461A umfassen, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 461C ist eine Seitenansicht der AOC von Fig. 461A gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 462 ist eine weitere Unteransicht der AOC von Fig. 461A, die Abmessungen enthält, für einige Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 463 ist ein Strahlungsmuster für die Antenne auf einem Chip der Fig. 461A-461C und Fig. 462 gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 464A stellt eine weitere Ansicht einer AOC für einen eingebetteten Die in einer Package-auf-Package-Implementierung gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 464B ist eine Darstellung der Strahlungseffizienz als eine Funktion der Höhe des Siliziums dividiert durch die Höhe der Patches gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 464C ist eine Darstellung des realisierten Gewinns in dBi als eine Funktion der Höhe der Siliziums dividiert durch die Höhe der Patches gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 465 ist eine weitere Darstellung einer AOC, die symbolisch eine Chip-Übersicht zeigt und die Beziehung der Antennen und der Schaltung auf dem Chip enthält, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung.

Fig. 466 stellt ein Blockdiagramm einer Beispielmaschine, auf die irgendeine oder mehrere der Techniken oder Methodiken, die hier diskutiert sind, ausgeführt werden können, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 467 stellt Protokollfunktionen, die in einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung implementiert sein können, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 468 stellt verschiedene Protokollentitäten, die in Verbindung mit einer drahtlose Kommunikationsvorrichtung oder einem drahtlosen Kommunikationssystem implementiert sei können, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 469 stellt eine Medienzugangssteuerungs- (MAC-) Entität, die verwendet werden kann, um Medienzugangssteuerungsschichtfunktionen zu implementieren, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Die Fig. 470A und Fig. 470B stellen Formate von PDUs, die durch die MAC-Entität von Fig. 469 codiert und decodiert werden können, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Die Fig. 470C, Fig. 470D und Fig. 470E stellen verschiedene Sub-Header, die in Verbindung mit der MAC-Entität von Fig. 469 verwendet werden können, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 471 stellt Funktionen, die in einer Funkstreckensteuerungs-(RLC-) Schichtentität enthalten sind, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 472A stellt eine TMD-PDU gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Die Fig. 472B und Fig. 472C stellen UMD-PDUs gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Die Fig. 472D und Fig. 472E stellen AMD-PDUs gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 472F stellt eine STATUS-PDU gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 473 stellt Aspekte von Funktionen, die in einer Paketdatenkonvergenzprotokoll- (PDCP-) Schichtentität enthalten sein können, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 474 stellt eine PDCP-PDU, die durch eine PDCP-Entität gesendet und empfangen werden kann, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 475 stellt Aspekte der Kommunikation zwischen Instanzen der Funkbetriebsmittelsteuerungs- (RRC-) Schicht gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

Fig. 476 stellt Zustände einer RRC, die in einem Benutzer-Equipment (User Equipment, UE) implementiert sein kann, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG 

[0008]  Mit dem Fortschreiten der 5G-mmWellen-basierten Kommunikation haben sich mehrere Herausforderungen entwickelt, wie z. B. ein begrenzter Kommunikationsbereich, die Richtungsabhängigkeit der Antennensysteme, das Erreichen gewünschter Richtungsabhängigkeit und Strahlformen mit großen Antennengruppen, Signaldämpfung aufgrund des atmosphärischen Dämpfungsverlusts und hohe Dämpfung durch kompakte Materialien. Hier beschriebene Techniken können in Verbindung mit digitaler Basisbandschaltung, Sendeschaltung, Empfangsschaltung, Hochfrequenzschaltung, Protokollverarbeitungsschaltung und Antennengruppen verwendet werden, um die Herausforderungen, die mit der 5G-mmWellen-basierten Kommunikation einhergehen, zu adressieren.

[0009]  Diskussionen, die hier Begriffe wie beispielsweise „Verarbeiten“, „Rechnen“, „Berechnen“, „Bestimmen“, „Aufbauen“, „Analysieren“, „Überprüfen“ oder dergleichen benutzen, können sich auf Operation(en) und/oder Prozess(e) eines Computers, einer Rechenplattform, eines Rechensystems oder einer anderen elektronischen Rechenvorrichtung beziehen, die Daten, die als physikalische (z. B. elektronische) Größen innerhalb den Registern und/oder Speichern des Computers repräsentiert sind, in andere Daten, die auf ähnliche Weise als physikalische Größen innerhalb der Register und/oder Speicher des Computers oder eines anderen Datenspeichermediums, das Anweisungen speichern kann, um Operationen und/oder Prozesse auszuführen, zu manipulieren und/oder zu transformieren.

[0010]  Der Begriff „mehrere“, wie er hier verwendet ist, enthält beispielsweise „mehrfach“ oder „zwei oder mehr“. Beispielsweise enthalten „mehrere Elemente“ zwei oder mehr Elemente.

[0011]  Bezugnahmen auf „einen Aspekt“, „einen Beispielaspekt“, „einige Aspekte“, „anschaulicher Aspekt“, „verschiedene Aspekte“ usw. geben an, dass der/die so beschriebene Aspekt(e) ein/e spezielle/s Merkmal, Struktur oder Eigenschaft aufweisen kann, jedoch nicht jeder Aspekt notwendigerweise das/die spezielle Merkmal, Struktur oder Eigenschaft aufweist. Ferner bezieht sich die wiederholte Verwendung des Ausdrucks „in einem Aspekt“ nicht notwendigerweise auf denselben Aspekt, obwohl es so sein kann.

[0012]  Wie hier verwendet gibt, sofern nicht anders spezifiziert, die Verwendung der Ordnungsadjektive „erster“, „zweiter“, „dritter“ usw., um ein allgemeines Objekt zu beschreiben, lediglich an, dass auf unterschiedliche Instanzen ähnlicher Objekte Bezug genommen wird, und sie sollen nicht implizieren, dass die so beschriebenen Objekte in einer gegebenen Reihenfolge sein müssen, weder zeitlich, räumlich, in der Rangfolge noch auf eine andere Weise.

[0013]  Einige Aspekte können zusammen mit verschiedenen Vorrichtungen und Systemen verwendet sein, beispielsweise einem Benutzer-Equipment (UE), einer mobilen Vorrichtung (MD), einer drahtlosen Station (STA), einem Personalcomputer (PC), einem Desktop-Computer, einem mobilen Computer, einem Tablet-Computer, einem Server-Computer, einem tragbaren Computer, einer Sensorvorrichtung, einer Vorrichtung im Internet der Dinge (IoT), einer wearable Vorrichtung, einer tragbaren Vorrichtung, einer Vorrichtung eines persönlichen digitalen Assistenten (PDA), einer tragbaren PDA-Vorrichtung, einer bordeigenen Vorrichtung, einer externen Vorrichtung, eine Hybridvorrichtung, einer Fahrzeugvorrichtung, einer Vorrichtung, die nicht zu einem Fahrzeug gehört, einer mobilen oder tragbaren Vorrichtung, einer Verbrauchervorrichtung, einer nicht mobilen oder nicht tragbaren Vorrichtung, einer drahtlosen Kommunikationsstation, einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung, einem drahtlosen Zugangspunkt (AP), einem drahtgebundenen oder drahtlosen Router, eine drahtgebundenen oder drahtlosen Modem, einer Videovorrichtung, einer Audiovorrichtung, einer Audio-VideoVorrichtung (A/V-Vorrichtung), einem drahtgebundenen oder drahtlosen Netz, einem drahtlosen Bereichsnetz, einem drahtlosen Videobereichsnetz (WVAN), einem lokalen Netz (LAN), einem drahtlose LAN (WLAN), einem persönlichen Netz (PAN), einem drahtlosen PAN (WPAN) und dergleichen.

[0014]  Einige Aspekte können beispielsweise zusammen mit Vorrichtungen und/oder Netzen verwendet werden, die in Übereinstimmung mit existierenden IEEE 802.11-Standards (einschließlich des IEEE 802.11-2016 (IEEE 802.11-2016, IEEE-Standards für Informationstechnologie - Telekommunikation und Informationsaustausch zwischen Systemen lokale und Regionalnetze - Spezifische Anforderungen Teil 11: Spezifikationen für drahtlose LAN-Medienzugangssteuerung (MAC) und Bitübertragungsschicht (PHY), 7. Dezember 2016); IEEE802.11ay (P802.11ay-Standard für Informationstechnologie - Telekommunikation und Informationsaustausch zwischen Systemen lokale und Regionalnetze - Spezifische Anforderungen Teil 11: Spezifikationen für drahtlose LAN-Medienzugangssteuerung (MAC) und Bitübertragungsschicht (PHY) - Zusatz: Verbesserter Durchsatz für den Betrieb in lizenzfreien Bändern oberhalb von 45 GHz)) und/oder zukünftigen Versionen und/oder Ableitungen davon, Vorrichtungen und/oder Netzen, die in Übereinstimmung mit existierenden WiFi-Allianz- (WFA-) Peer-to-Peer- (P2P-) Spezifikation arbeiten (einschließlich der technischen Spezifikation für WiFi P2P, Version 1.5, 4. August 2015) und/oder zukünftigen Versionen und/oder Ableitungen davon, Vorrichtungen und/oder Netzen, die in Übereinstimmung mit existierenden Spezifikationen der Drahtlos-Gigabit-Allianz (WGA) arbeiten (einschließlich Drahtlos-Gigabit-Allianz, Inc WiGig MAC und PHY-Spezifikation Version 1.1, April 2011, endgültige Spezifikation) und/oder zukünftigen Versionen und/oder Ableitungen davon, Vorrichtungen und/oder Netzen, die in Übereinstimmung mit existierenden zellularen Spezifikationen und/oder Protokollen arbeiten, z. B. dem Partnerschaftsprojekt der 3. Generation (3GPP), 3GPP-Generation-Langzeitentwicklung (LTE) und/oder zukünftigen Versionen und/oder Ableitungen davon, Einheiten und/oder Vorrichtungen, die Teil der vorstehenden Netze sind, und dergleichen.

[0015]  Einige Aspekte können verwendet werden zusammen mit Einweg- und/oder Zweiweg-Funkkommunikationssystemen, zellularen Funktelefon-Kommunikationssystemen, einem Mobiltelefon, einem zellularen Telefon, einem drahtlosen Telefon, einer Vorrichtung eines persönlichen Kommunikationssystems (PCS), einer PDA-Vorrichtung, die eine drahtlose Kommunikationsvorrichtung integriert, einer mobilen oder tragbaren Vorrichtung des globalen Positionsbestimmungssystems (GPS), einer Vorrichtung, die einen GPS-Empfänger oder Sendeempfänger oder Chip integriert, eine Vorrichtung, die ein/en RFID-Element oder -Chip integriert, einem/einer Mehr-Eingang-mehr-Ausgang- (MIMO-) Sendeempfänger oder Vorrichtung, einem/einer Ein-Eingang-mehr-Ausgang- (SIMO-) Sendeempfänger oder Vorrichtung, einem/einer Mehr-Eingang-ein-Ausgang-(MISO-) Sendeempfänger oder Vorrichtung, einer Vorrichtung, die eine oder mehrere interne Antennen und/oder externe Antennen aufweist, digitalen Video-Rundsende- (DVB-) Vorrichtungen oder Systemen, Mehrstandard-Funkvorrichtungen oder -Systemen, einer drahtgebundenen oder drahtlosen tragbaren Vorrichtung, z. B. einem Smartphone, einer Vorrichtung nach dem drahtlosen Anwendungsprotokoll (WAP) oder dergleichen.

[0016]  Einige Aspekte können verwendet werden zusammen mit einem oder mehreren Typen drahtloser Kommunikationssignale und/oder Systeme, beispielsweise Hochfrequenz (RF), Infrarot (IR), Frequenzmultiplex (FDM), orthogonalem FDM (OFDM), orthogonalem Frequenzmehrfachzugriff (OFDMA), räumlichem Mehrfachzugriff (SDMA), FDM-Zeitmultiplex (TDM), Zeitmehrfachzugriff (TDMA), Mehrbenutzer-MIMO (MU-MIMO), erweitertem TDMA (E-TDMA), allgemeinem Paketfunkdienst (GPRS), erweitertem GPRS, Codemehrfachzugriff (CDMA), Breitband-CDMA (WCDMA), CDMA 2000, Einzelträger-CDMA, Mehrträger-CDMA, Mehrträgermodulation (MDM), diskretem Mehrfachton (DMT), Bluetooth, globalem Positionsbestimmungssystem (GPS), Wi-Fi, Wi-Max, ZigBeeTM, Ultrabreitband (UWB), Globalem System für Mobilkommunikation (GSM), 2G, 2.5G, 3G, 3.5G, 4G, mobilen Netzen der fünften Generation (5G), 3GPP, Langzeitentwicklung (LTE), LTE-advanced, verbesserten Datenraten für GSM-Weiterentwicklung (EDGE) oder dergleichen. Andere Aspekte können in verschiedenen anderen Vorrichtungen, Systemen und/oder Netzen verwendet werden.

[0017]  Der Begriff „drahtlose Vorrichtung“, wie er hier verwendet ist, enthält beispielsweise eine Vorrichtung, die zu drahtloser Kommunikation fähig ist, eine Kommunikationsvorrichtung, die zur drahtlosen Kommunikation fähig ist, eine Kommunikationsstation, die zur drahtlosen Kommunikation fähig ist, eine tragbare oder nicht tragbare Vorrichtung, die zur drahtlose Kommunikation fähig ist, oder dergleichen. In einigen anschaulichen Aspekten kann eine drahtlose Vorrichtung ein Peripheriegerät, das in einem Computer integriert ist, oder ein Peripheriegerät, das an einen Computer angeschlossen ist, sein oder aufweisen. In einigen anschaulichen Aspekten kann der Begriff „drahtlose Vorrichtung“ einen drahtlosen Dienst enthalten.

[0018]  Der Begriff „Kommunizieren“, wie er hier in Bezug auf ein Kommunikationssignal verwendet ist, enthält das Senden des Kommunikationssignals und/oder Empfangen des Kommunikationssignals. Beispielsweise kann eine Kommunikationseinheit, die zum Kommunizieren eines Kommunikationssignals fähig ist, einen Sender zum Senden des Kommunikationssignals zu wenigstens einer weiteren Kommunikationseinheit und/oder einen Kommunikationsempfänger zum Empfangen des Kommunikationssignals von wenigstens einer weiteren Kommunikationseinheit aufweisen. Das Verb kommunizieren kann verwendet sein, um die Aktion zum Senden und/oder die Aktion zum Empfangen zu bezeichnen. In einem Beispiel kann sich der Ausdruck „Kommunizieren eines Signals“ auf die Aktion zum Senden des Signals durch eine erste Vorrichtung beziehen und kann nicht notwendigerweise die Aktion zum Empfangen des Signals durch eine zweite Vorrichtung enthalten. In einem weiteren Beispiel kann sich der Ausdruck „Kommunizieren eines Signals“ auf die Aktion zum Empfangen des Signals durch eine erste Vorrichtung beziehen und kann nicht notwendigerweise die Aktion zum Senden des Signals durch eine zweite Vorrichtung enthalten.

[0019]  Einige anschauliche Aspekte können zusammen mit einem WLAN, z. B. einem WiFi-Netz, verwendet werden. Andere Aspekte können zusammen mit irgendeinem anderen geeigneten drahtlosen Kommunikationsnetz verwendet werden, beispielsweise einem drahtlosen Bereichsnetz, einem „Piconetz“, einem WPAN, einem WVAN und dergleichen.

[0020]  Einige anschauliche Aspekte können zusammen mit einem drahtlosen Kommunikationsnetz, das über ein Frequenzband oberhalb von 45 Gigahertz (GHz), z. B. 60 GHz, kommuniziert, verwendet werden. Andere Aspekte können jedoch unter Nutzung anderer geeigneter Frequenzbänder für drahtlose Kommunikation implementiert sein, beispielsweise einem Band für extrem hohe Frequenz (EFH) (dem Millimeterwellen- (mmWellen-) Frequenzband), z. B. einem Frequenzband innerhalb des Frequenzbands zwischen 20 GHz und 300 GHz, einem Frequenzband oberhalb von 45 GHz, einem Frequenzband unterhalb von 20 GHz, z. B. einem Sub-1-GHz- (SiG-) Band, einem 2,4 GHz-Band, einem 5 GHz-Band, einem WLAN-Frequenzband, einem WPAN-Frequenzband, einem Frequenzband gemäß der WGA-Spezifikation und dergleichen.

[0021]  Wie er hier verwendet ist, kann sich der Begriff „Schaltung“ beispielsweise auf eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC), eine integrierte Schaltung, eine elektronische Schaltung, einen Prozessor (gemeinsam verwendet, dediziert oder Gruppe) und/oder Speicher (gemeinsam verwendet, dediziert oder Gruppe), die ein oder mehrere Software- oder Firmware-Programme ausführen, eine kombinatorische Logikschaltung und/oder andere geeignete Hardware-Komponenten, die die beschriebene Funktionalität bereitstellen, beziehen, ein Teil davon sein oder sie/ihn enthalten. In einigen Aspekten kann eine Schaltung Logik enthalten, die wenigstens teilweise in Hardware ausführbar ist. In einigen Aspekten kann die Schaltung als Teil einer und/oder in der Form einer virtuellen Funk-Maschine (RVM) implementiert sein, beispielsweise als Teil eines Funkprozessors (RP), der konfiguriert ist, Code für konfigurierte eine oder mehrere Operationen und/oder Funktionalitäten einer oder mehrerer Funkkomponenten auszuführen.

[0022]  Der Begriff „Logik“ kann sich beispielsweise auf Rechenlogik, die in einer Schaltung einer Recheneinrichtung eingebettet ist, und/oder Rechenlogik, die in einem Speicher einer Recheneinrichtung gespeichert ist, beziehen. Beispielsweise kann die Logik durch einen Prozessor der Recheneinrichtung zugänglich sein, um die Rechenlogik auszuführen, um Rechenfunktionen und/oder Operationen auszuführen. In einem Beispiel kann Logik in verschiedene Typen von Speicher und/oder Firmware eingebettet sein, z. B. Siliziumblöcke verschiedener Chips und/oder Prozessoren. Logik kann in verschiedener Schaltung, z. B. Funkschaltung, Empfängerschaltung, Steuerschaltung, Senderschaltung, Sendeempfängerschaltung, Prozessorschaltung und/oder dergleichen enthalten und/oder als Teil davon implementiert sein. In einem Beispiel kann Logik in einem flüchtigen Speicher und nichtflüchtigen Speicher eingebettet sein, der Direktzugriffsspeicher, Festwertspeicher, programmierbaren Speicher, magnetischen Speicher, Flash-Speicher, persistenten Speicher und/oder dergleichen enthält. Logik kann durch einen oder mehrere Prozessoren unter Verwendung von Speicher, z. B. Registern, Puffern, Stacks und dergleichen, die mit dem einen oder mehreren Prozessoren gekoppelt sind, wie es z. B. notwendig ist, um die Logik auszuführen, ausgeführt werden.

[0023]  Der Begriff „Antenne“, wie er hier verwendet ist, kann irgendeine geeignete Konfiguration, Struktur und/oder Anordnung eines oder mehrerer Antennenelemente, Komponenten, Einheiten, Zusammenstellungen und/oder Gruppen enthalten. In einigen Aspekten kann die Antenne Sende- und Empfangs-Funktionalitäten unter Verwendung getrennter Sende- und Empfangs-Antennenelemente implementieren. In einigen Aspekten kann die Antenne Sende- und Empfangs-Funktionalitäten unter Verwendung gemeinsamer und/oder integrierter Sende/Empfangs-Elemente implementieren. Die Antenne kann beispielsweise eine phasengesteuerte Gruppenantenne, eine Einzelelementantenne, eine Menge von Antennen mit geschaltetem Strahl und/oder dergleichen enthalten.

[0024]  Der Begriff „Peer-to-Peer- (PTP-) Kommunikation“, wie er hier verwendet ist, kann sich auf eine Vorrichtung-zu-Vorrichtung-Kommunikation über eine drahtlose Verbindungsstrecke („Peer-to-Peer-Verbindungsstrecke“) zwischen Vorrichtungen beziehen. Die PTP-Kommunikation kann beispielsweise eine WiFi-Direct- (WFD-) Kommunikation z. B. eine WFD-Peer-to-Peer- (P2P-) Kommunikation, eine drahtlose Kommunikation über eine direkte Verbindungsstrecke innerhalb einer Dienstgüte- (QoS-) Basisdienstgruppe (BSS), eine Verbindungsstrecke mit getunneltem Direktverbindungsstreckenaufbau (TDLS), eine STA-zu-STA-Kommunikation in einer unabhängigen Basisdienstgruppe (IBSS) oder dergleichen enthalten.

[0025]  Einige anschauliche Aspekte sind hier mit Bezug auf WiFi-Kommunikation beschrieben. Andere Aspekte können jedoch in Bezug auf irgendein anderes Kommunikationsschema, Netz, Standard und/oder Protokoll implementiert sein.

[0026]  In einigen anschaulichen Aspekten kann eine drahtlose Kommunikationsvorrichtung ein Millimeterwellen- (mmWellen-) Funk-Frontend-Modul (RFEM) z. B. wie nachstehend beschrieben implementieren.

[0027]  Millimeterwelle kann als ein Frequenzbereich definiert sein, der von etwa 30 GHz bis etwa 300 GHz überspannt und in der Praxis derzeit mehrere diskrete lizenzierte und nicht lizenzierte Frequenzbänder abdeckt.

[0028]  Das nicht lizenzierte mmWellen-Frequenzband, das derzeit verfügbar ist, ist in der Nähe von 60 GHz. Lizenzierte Frequenzbänder enthalten wahrscheinlich 28 GHz, 39 GHz, 73 GHz und 120 GHz. Die Verfügbarkeit dieser Bänder und der spezifische Frequenzbereich variieren jeweils aufgrund regulativer Rechtsprechung, und in einigen Fällen (insbesondere für den Betrieb lizenzierter Bänder) gibt es bezüglich der Regulierungen in einigen Ländern immer noch eine signifikante Unsicherheit. Herausforderungen, die zu mmWellen-basierter zellularer Kommunikation gehören, enthalten eine begrenzte Reichweite, die Richtwirkung von Antennen der Reichweite, Signalverlust aufgrund der Verwendung normaler Kabel anstatt von Leiterbahnen und Herausforderungen mit der Integration mehrerer Antennen zum Strahlformen. Diese Herausforderungen sind in diesem Patent adressiert, wie nachstehend in Übereinstimmung mit einigen Aspekten diskutiert, und können die Verwendung von Polarisationsinnovationen, Verwendung von Leiterbahnen und anderen Leitungen zum Vermeiden von Signalverlust und eine verbesserte Fähigkeit zum Verwenden bei der Strahlformung enthalten.

[0029]  Fig. 1 stellt eine beispielhafte Benutzervorrichtung gemäß einigen Aspekten dar. Die Benutzervorrichtung 100 kann eine mobile Vorrichtung in einigen Aspekten sein und enthält einen Anwendungsprozessor 105, einen Basisbandprozessor 110 (auch als ein Basisbandteilsystem bezeichnet), ein Funk-Frontend-Modul (RFEM) 115, Speicher 120, ein Konnektivitätsteilsystem 125, eine Nahbereichskommunikations- (NFC-) Steuereinheit 130, einen Audiotreiber 135, einen Kameratreiber 140, einen berührungssensitiven Bildschirm 145, einen Anzeigetreiber 150, Sensoren 155, herausnehmbaren Speicher 160, eine integrierte Energiemanagementschaltung (PMIC) 165 und eine intelligente Batterie 170.

[0030]  In einigen Aspekten kann der Anwendungsprozessor 105 beispielsweise einen oder mehrere Kerne der zentralen Verarbeitungseinheiten (CPU-Kerne) und eines oder mehrere aus Cache-Speicher, Spannungsregler mit geringem Ausfall (LDOs), Unterbrechungs-Steuereinheiten, serielle Schnittstellen wie z. B. SPI, I2C oder universelles programmierbares serielles Schnittstellenteilsystem, Echtzeittakt (RTC), Zeitgeber-Zähler, die Intervall- und Watchdog-Zeitgeber enthalten, Allzweck-IO, Speicherkarten-Steuereinheiten wie z. B. SD/MMC oder dergleichen, USB-Schnittstellen, MIPI-Schnittstellen und/oder „Joint Test Access Group“- (JTAG-) Testzugangsanschlüsse enthalten.

[0031]  In einigen Aspekten kann der Basisbandprozessor 110 beispielsweise als ein eingelötetes Substrat implementiert sein, das eine oder mehrere integrierte Schaltungen aufweist, eine einzelne paketierte integrierte Schaltung, die an eine Hauptplatine gelötet ist, oder ein Mehrchipmodul, das zwei oder mehr integrierte Schaltungen aufweist, implementiert sein.

[0032]  Anwendungen der mmWellen-Technologie können beispielsweise WiGig und zukünftig 5G enthalten, die mmWellen-Technologie kann jedoch auf eine Vielzahl von Telekommunikationssystemen anwendbar sein. Die mmWellen-Technologie kann insbesondere für Nahbereichs-Telekommunikationssysteme attraktiv sein. WiGig-Vorrichtungen arbeiten in dem nicht lizenzierten 60 GHz-Band, während erwartet wird, dass 5G-mmWelle anfangs in den lizenzierten 28 GHz- und 39 GHz-Bändern arbeitet. Ein Blockdiagramm eines beispielhaften Basisbandteilsystems 110 und RFEM 115 in einem mmWellen-System ist in Fig. 1A gezeigt.

[0033]  Fig. 1A stellt ein mmWellen-System 100A, das in Verbindung mit der Vorrichtung 100 von Fig. 1 verwendet werden kann, gemäß einigen Aspekten der vorliegenden Offenbarung dar. Das System 100A enthält zwei Komponenten: ein Basisbandteilsystem 110 und ein oder mehrere Funk-Frontend-Module (RFEMs) 115. Das RFEM 115 kann mit dem Basisbandteilsystem 110 durch ein einzelnes Koaxialkabel 190 verbunden sein, das ein moduliertes Zwischenfrequenz- (IF-) Signal, Gleichstrom, Taktsignale und Steuersignale zuführt.

[0034]  Das Basisbandteilsystem 110 ist nicht vollständig gezeigt, sondern Fig. 1A zeigt vielmehr eine Implementierung eines analogen Frontends. Dieses enthält einen Sender- (TX-) Abschnitt 191A mit einem Aufwärtsumsetzer 173 auf die Zwischenfrequenz (IF) (um 10 GHz in derzeitigen Implementierungen), einen Empfänger- (RX-) Abschnitt 191B mit Abwärtsumsetzung 175 von IF in das Basisband, Steuer- und Multiplexschaltung 177, die einen Kombinierer enthält, zum Multiplexen/Demultiplexen von Sende- und Empfangssignalen auf ein einziges Kabel 190. Zusätzlich ist eine Strom-T-Schaltung 192 (die diskrete Komponenten aufweist) auf der Basisbandleiterplatte enthalten, um Gleichstrom für das RFEM 115 bereitzustellen. In einigen Aspekten kann die Kombination des TX-Abschnitts und des RX-Abschnitts als ein Sendeempfänger bezeichnet sein, mit dem eine oder mehrere Antennen oder Antennengruppen der hier beschriebenen Typen gekoppelt sein können.

[0035]  Das RFEM 115 kann eine kleine Leiterplatte sein, die eine Anzahl gedruckter Antennen und eine oder mehrere RF-Vorrichtungen, die mehrere Funkketten beinhalten, aufweist, die sowohl Aufwärtsumsetzung/Abwärtsumsetzung 174 auf Millimeterwellenfrequenzen, Leistungskombinierer/teiler 176, programmierbare Phasenverschiebung 178 und Leistungsverstärker (PA) 180, rauscharme Verstärker (LNA) 182 als auch Steuerungs- und Leistungsmanagementschaltung 184A und 184B enthalten. Diese Anordnung kann von Wi-Fi oder zellularen Implementierungen verschieden sein, die im Allgemeinen alle RF- und Basisbandfunktionalität in eine einzige Einheit integriert und nur Antennen, die entfernt über Koaxialkabel verbunden sind, aufweisen.

[0036]  Dieser architektonische Unterschied kann durch sehr große Leistungsverluste in Koaxialkabeln an Millimeterwellenfrequenzen getrieben werden. Diese Leistungsverluste können die Sendeleistung an der Antenne reduzieren und die Empfangsempfindlichkeit reduzieren. Um dieses Problem zu vermeiden, können in einigen Aspekten die PAs 180 und LNAs 182 zu dem RFEM 115 mit integrierten Antennen verlagert werden. Zusätzlich kann das RFEM 115 Aufwärtsumsetzung/Abwärtsumsetzung 174 enthalten, so dass die IF-Signale über das Koaxialkabel 190 an einer niedrigeren Frequenz sein können. Zusätzlicher Systemkontext für mmWellen-5G-Einrichtungen, Techniken und Merkmale ist hier nachstehend diskutiert.

[0037]  Fig. 2 stellt einen beispielhaften Basisstations- oder Infrastruktur-Equipment-Funkkopf gemäß einigen Aspekten dar. Der Basisstations-Funkkopf 200 kann eines oder mehrere aus einem Anwendungsprozessor 205, Basisbandprozessoren 210, ein oder mehrere Funk-Frontend-Module 215, Speicher 220, integrierte Energiemanagementschaltung (PMIC) 225, Leistungs-T-Schaltung 230, Netzsteuereinheit 235, Netzschnittstellenverbinder 240, Satellitennavigationsempfänger (z. B. GPS-Empfänger) 245 und Benutzerschnittstelle 250 enthalten.

[0038]  In einigen Aspekten kann der Anwendungsprozessor 205 beispielsweise einen oder mehrere CPU-Kerne und eines oder mehrere aus Cache-Speicher, Spannungsregler mit geringem Ausfall (LDOs), Interrupt-Steuereinheiten, serielle Schnittstellen wie z. B. SPI, I2C oder universelle programmierbare serielle Schnittstelle, Echtzeittakt (RTC), Zeitgeber-Zähler, die Intervall- und Watchdog-Zeitgeber enthalten, Allzweck-IO, Speicherkarten-Steuereinheiten wie z. B. SD/MMC oder Ähnliches, USB-Schnittstellen, MIPI-Schnittstellen und „Joint Test Access Group“- (JTAG-) Testzugangsanschlüsse aufweisen.

[0039]  In einigen Aspekten kann der Basisbandprozessor 210 beispielsweise als ein eingelötetes Substrat implementiert sein, das eine oder mehrere integrierte Schaltungen, eine einzelne paketierte integrierte Schaltung, die an eine Hauptplatine gelötet ist, und/oder ein Mehrchipteilsystem, das zwei oder mehr integrierte Schaltungen enthält, implementiert sein.

[0040]  In einigen Aspekten kann der Speicher 220 eines oder mehrere aus flüchtigem Speicher, der dynamischen Direktzugriffsspeicher (DRAM) und/oder synchronen DRAM (SDRAM) enthält, und nichtflüchtigem Speicher (NVM), der elektrisch löschbaren Hochgeschwindigkeitsspeicher (gewöhnlich als Flash-Speicher bezeichnet), Phasenwechsel-Direktzugriffsspeicher (PRAM), magnetoresistiven Direktzugriffsspeicher (MRAM) und/oder einen dreidimensionalen Kreuzungspunktspeicher enthält. Der Speicher 220 kann als eines oder mehrere aus eingelöteten gepackten integrierten Schaltungen, gesockelten Speichermodulen und Einsteck-Speicherkarten implementiert sein.

[0041]  In einigen Aspekten kann die integrierte Energiemanagementschaltung 225 eines oder mehrere aus Spannungsreglern, Überspannungsschutzeinrichtungen, Leistungsalarmdetektionsschaltung und eine oder mehrere Reservestromquellen wie z. B. eine Batterie oder einen Kondensator aufweisen. Die Leistungsalarmdetektionsschaltung kann einen oder mehrere aus Spannungseinbruchs- (Unterspannungs-) und Stromstoß-(Überspannungs-) Zuständen detektieren.

[0042]  In einigen Aspekten kann die Leistungs-T-Schaltung 230 elektrische Leistung bereitstellen, die aus einem Netzkabel gezogen wird. Die Leistungs-T-Schaltung 230 kann sowohl Stromversorgung als auch Datenkonnektivität zu dem Basisstations-Funkkopf 200 unter Verwendung eines einzigen Kabels bereitstellen.

[0043]  In einigen Aspekten kann die Netzsteuereinheit 23 5 Konnektivität zu einem Netz unter Verwendung eines Standard-Netzschnittstellenprotokolls wie z. B. Ethernet bereitstellen. Die Netzkonnektivität kann unter Verwendung einer physikalischen Verbindung, die eines aus elektrisch (gewöhnlich als KupferVerbindung bezeichnet), optisch oder drahtlos sein kann, bereitgestellt werden.

[0044]  In einigen Aspekten kann der Satellitennavigationsempfänger 245 eine Schaltung aufweisen, um Signale zu empfangen und zu decodieren, die durch eine oder mehrere Navigationssatellitenkonstellationen wie z. B. das globale Positionsbestimmungssystem (GPS), das Globalnaya Navigationsnaya Sputnikovaya Sistema (GLONASS), Galileo und/oder BeiDou gesendet werden. Der Empfänger 245 kann für den Anwendungsprozessor 205 Daten bereitstellen, die eines oder mehrere aus Positionsdaten oder Zeitdaten aufweisen können. Zeitdaten können durch den Anwendungsprozessor 205 verwendet werden, um Operationen mit anderen Funkbasisstationen oder Infrastruktur-Equipment zu synchronisieren.

[0045]  In einigen Aspekten kann die Benutzerschnittstelle 250 eine oder mehrere Tasten enthalten. Die Tasten können eine Rücksetztaste enthalten. Die Benutzerschnittstelle 250 kann außerdem ein oder mehrere Kennzeichen wie z. B. LEDs und einen Anzeigebildschirm aufweisen.

[0046]  Fig. 3A stellt eine beispielhafte mmWellen-Kommunikationsschaltung gemäß einigen Aspekten dar; die Fig. 3B und Fig. 3C stellen Aspekte der in Fig. 3A gezeigten Sendeschaltung gemäß einigen Aspekten dar; Fig. 3D stellt Aspekte der in Fig. 3A gezeigten Hochfrequenzschaltung gemäß einigen Aspekten dar; Fig. 3E stellt Aspekte der Empfangsschaltung in Fig. 3A gemäß einigen Aspekten dar. Die in Fig. 3A gezeigte Millimeterwellenkommunikationsschaltung 300 kann alternativ gemäß den Funktionen gruppiert sein. Die in Fig. 3A dargestellten Komponenten sind hier zu anschaulichen Zwecken vorgesehen und können andere Komponenten aufweisen, die in Fig. 3A nicht gezeigt sind.

[0047]  Die Millimeterwellenkommunikationsschaltung 300 kann eine(n) Protokollverarbeitungsschaltung 305 (oder -prozessor) oder andere Mittel zum Verarbeiten aufweisen. Die Protokollverarbeitungsschaltung 305 kann unter anderem eine oder mehrere aus Medienzugangssteuerungs- (MAC-), Funkstreckensteuerungs- (RLC-), Paketdatenkonvergenzprotokoll- (PDCP-), Funkbetriebsmittelsteuerungs- (RRC-) und Nichtzugangsschicht- (NAS-) Funktionen aufweisen. Die Protokollverarbeitungsschaltung 305 kann einen oder mehrere Verarbeitungskerne zum Ausführen von Anweisungen und eine oder mehrere Speicherstrukturen zum Steuern von Programm- und Dateninformationen aufweisen.

[0048]  Die Millimeterwellenkommunikationsschaltung 300 kann ferner eine digitale Basisbandschaltung 310 enthalten. Die digitale Basisbandschaltung 310 kann Bitübertragungsschicht- (PHY-) Funktionen implementieren, die eines oder mehrere aus hybridautomatischen Wiederholungsanforderungs- (HARQ-) Funktionen, Verwürfelung und/oder Entwürfelung, Codierung und/oder Decodierung, Schichtabbildung und/oder -rückabbildung, Modulationssymbolabbildung, Bestimmung empfangener Symbole und/oder Bit-Metrik, Mehrantennenanschlussvorcodierung und/oder -decodierung, die eines oder mehrere aus Raum-Zeit-, Raum-Frequenz- oder räumlicher Codierung enthalten kann, Referenzsignalerzeugung und/oder -detektion, Vorspannsequenzerzeugung und/oder -decodierung, Synchronisationssequenzerzeugung und/oder -detektion, Steuerkanalsignal-Blinddecodierung und andere zugehörige Funktionen enthalten.

[0049]  Die Millimeterwellenkommunikationsschaltung 300 kann ferner eine Sendeschaltung 315, eine Empfangsschaltung 320 und/oder eine Antennengruppenschaltung 330 aufweisen. Die Millimeterwellenkommunikationsschaltung 300 kann ferner eine RF-Schaltung 325 enthalten. In einigen Aspekten kann die RF-Schaltung 325 eine oder mehrere parallele RF-Ketten zum Senden und/oder Empfangen aufweisen. Jede der RF-Ketten kann mit einer oder mehreren Antennen der Antennengruppenschaltung 330 verbunden sein.

[0050]  In einigen Aspekten kann die Protokollverarbeitungsschaltung 305 eine oder mehrere Instanzen der Steuerschaltung enthalten. Die Steuerschaltung kann Steuerfunktionen für eine oder mehrere aus der digitalen Basisbandschaltung 310, der Sendeschaltung 315, der Empfangsschaltung 320 und/oder der RF-Schaltung 325 bereitstellen.

[0051]  Die Fig. 3B und Fig. 3C stellen Aspekte der in Fig. 3A gezeigten Sendeschaltung gemäß einigen Aspekten dar. Die in Fig. 3B gezeigte Sendeschaltung 315 kann eines oder mehrere aus Digital/Analog-Umsetzern (DACs) 340, analoger Basisbandschaltung 345, Aufwärtsumsetzungsschaltung 350 und/oder Filter- und Verstärkungsschaltung 355 aufweisen. Die DACs 340 können digitale Signale in analoge Signale umsetzen. Die analoge Basisbandschaltung 345 kann mehrere Funktionen wie nachstehend angegeben ausführen. Die Aufwärtsumsetzungsschaltung 350 kann Basisbandsignale aus der analogen Basisbandschaltung 345 auf RF-Frequenzen (z. B. mmWellen-Frequenzen) aufwärtsumsetzen. Die Filter- und Verstärkungsschaltung 355 kann analoge Signale filtern und verstärken. Steuersignale können zwischen der Protokollverarbeitungsschaltung 305 und einem oder mehreren aus den DACs 340, der analogen Basisbandschaltung 345, der Aufwärtsumsetzungsschaltung 350 und/oder der Filter- und Verstärkungsschaltung 355 zugeführt werden.

[0052]  Die in Fig. 3C gezeigte Sendeschaltung 315 kann eine digitale Sendeschaltung 365 und eine RF-Schaltung 370 aufweisen. In einigen Aspekten können Signale aus der Filter- und Verstärkungsschaltung 355 für die digitale Sendeschaltung 365 bereitgestellt werden. Wie vorstehend können Steuersignale zwischen der Protokollverarbeitungsschaltung 305 und einer oder mehreren aus der Sendeschaltung 365 und der RF-Schaltung 370 zugeführt werden.

[0053]  Fig. 3D stellt Aspekte der in Fig. 3A gezeigten Hochfrequenzschaltung gemäß einigen Aspekten dar. Die Hochfrequenzschaltung 325 kann eine oder mehrere Instanzen einer Funkkettenschaltung 372 aufweisen, die in einigen Aspekten einen oder mehrere Filter, Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker, programmierbare Phasenschieber und Stromversorgungen aufweisen können.

[0054]  Die Hochfrequenzschaltung 325 kann in einigen Aspekten außerdem eine Leistungskombinierungs- und -teilungsschaltung 374 aufweisen. In einigen Aspekten kann die Leistungskombinierungs- und -teilungsschaltung 374 bidirektional arbeiten, so dass dieselbe physikalische Schaltung konfiguriert sein kann, als ein Leistungsteiler zu arbeiten, wenn die Vorrichtung sendet, und als ein Leistungskombinierer zu arbeiten, wenn die Vorrichtung empfängt. In einigen Aspekten kann die Leistungskombinierungs- und -teilungsschaltung 374 eine oder mehrere vollständig oder teilweise separate Schaltungen aufweisen, um Leistungsteilung auszuführen, wenn die Vorrichtung sendet, und Leistungskombinierung auszuführen, wenn die Vorrichtung empfängt. In einigen Aspekten kann die Leistungskombinierungs- und -teilungsschaltung 374 eine passive Schaltung aufweisen, die einen oder mehrere Zweiwege-Leistungsteiler/kombinierer aufweist, die in einem Baum angeordnet sind. In einigen Aspekten kann die Leistungskombinierungs- und -teilungsschaltung 374 eine aktive Schaltung aufweisen, die Verstärkerschaltungen aufweist.

[0055]  In einigen Aspekten kann die Hochfrequenzschaltung 325 mit der Sendeschaltung 315 und der Empfangsschaltung 320 in Fig. 3A verbunden sein. Die Hochfrequenzschaltung 325 kann mit der Sendeschaltung 315 und der Empfangsschaltung 320 über eine oder mehrere Funkkettenschnittstellen 376 und/oder eine kombinierte Funkkettenschnittstelle 378 verbunden sein. In einigen Aspekten können eine oder mehrere Funkkettenschnittstellen 376 eine oder mehrere Schnittstellen für eines oder mehrere aus Empfangen oder Senden von Signalen, von denen jede einer einzelnen Antennenstruktur zugeordnet ist, bereitstellen. In einigen Aspekten kann die kombinierte Funkkettenschnittstelle 378 eine einzige Schnittstelle für eines oder mehrere aus Empfangen oder Senden von Signalen, von denen jede einer Gruppe von Antennenstrukturen zugeordnet ist, bereitstellen.

[0056]  Fig. 3E stellt Aspekte der Empfangsschaltung in Fig. 3A gemäß einigen Aspekten dar. Die Empfangsschaltung 320 kann eine oder mehrere einer parallelen Empfangsschaltung 382 und/oder eine oder mehrere einer kombinierten Empfangsschaltung 384 aufweisen. In einigen Aspekten können die eine oder die mehreren parallelen Empfangsschaltungen 382 und die eine oder mehreren kombinierten Empfangsschaltungen 384 eines oder mehrere aus einer Zwischenfrequenz- (IF-) Abwärtsumsetzungsschaltung 386, IF-Verarbeitungsschaltung 388, Basisbandabwärtsumsetzungsschaltung 390, Basisbandverarbeitungsschaltung 392 und Analog/Digital-Umsetzer- (ADC-) Schaltung 394 aufweisen. Wie er hier verwendet ist, bezieht sich der Begriff „Zwischenfrequenz“ auf eine Frequenz, auf die eine Trägerfrequenz (oder ein Frequenzsignal) als ein Zwischenschritt bei Senden, Empfangen und/oder Signalverarbeitung verschoben wird. Die IF-Abwärtsumsetzungsschaltung 386 kann empfangene RF-Signale auf die IF umsetzen. Die IF-Verarbeitungsschaltung 388 kann die IF-Signale verarbeiten, z. B. über Filtern und Verstärkung. Die Basisbandabwärtsumsetzungsschaltung 390 kann die Signale aus der IF-Verarbeitungsschaltung 388 auf das Basisband umsetzen. Die Basisbandverarbeitungsschaltung 392 kann die Basisbandsignale verarbeiten, z. B. über Filtern und Verstärkung. Die ADC-Schaltung 394 kann die verarbeiteten analogen Basisbandsignale in digitale Signale umsetzen.

[0057]  Fig. 4 stellt die beispielhafte RF-Schaltung von Fig. 3A gemäß einigen Aspekten dar. In einem Aspekt kann die RF-Schaltung 325 in Fig. 3A (in Fig. 4 unter Verwendung des Bezugszeichens 425 abgebildet) eines oder mehrere aus der IF-Schnittstellenschaltung 405, der Filterschaltung 410, der Aufwärtsumsetzungs- und Abwärtsumsetzungsschaltung 415, der Synthesizer-Schaltung 420, der Filter- und Verstärkungsschaltung 424, der Leistungskombinierungs- und -teilungsschaltung 430 und der Funkkettenschaltung 435 aufweisen.

[0058]  Fig. 5A und Fig. 5B stellen Aspekte eines Funk-Frontend-Moduls, das in der in Fig. 1 und Fig. 2 gezeigten Schaltung verwendet werden kann, gemäß einigen Aspekten dar. Fig. 5A stellt einen Aspekt eines Funk-Frontend-Moduls (RFEM) gemäß einigen Aspekten dar. Das RFEM 500 integriert ein Millimeterwellen-RFEM 505 und eine oder mehrere integrierte Hochfrequenzschaltungen 515 oberhalb von sechs Gigahertz (Oberhalb-sechs-Gigahertz-RFICs) und/oder einige oder mehrere Unterhalb-sechs-Gigahertz-RFICs 522. In diesem Aspekt können die eine oder mehreren Unterhalb-sechs-Gigahertz-RFICs 515 und/oder eine oder mehreren Unterhalb-sechs-Gigahertz-RFICs 522 von dem Millimeterwellen-RFEM 505 physikalisch getrennt sein. Die RFICs 515 und 522 können eine Verbindung zu einer oder mehreren Antennen 520 aufweisen. Das RFEM 505 kann mehrere Antennen 510 aufweisen.

[0059]  Fig. 5B stellt einen alternativen Aspekt eines Funk-Frontend-Moduls gemäß einigen Aspekten dar. In diesem Aspekt können sowohl Millimeterwellen- als auch Unterhalb-sechs-Gigahertz-Funkfunktionen in demselben physikalischen Funk-Frontend-Modul (RFEM) 530 implementiert sein. Das RFEM 530 kann sowohl Millimeterwellenantennen 535 als auch Unterhalb-sechs-Gigahertz-Antennen 540 integrieren.

[0060]  Fig. 6 stellt einen Mehrprotokoll-Basisbandprozessor 600, der in dem/der in Fig. 1 oder Fig. 2 gezeigten System und Schaltung verwendet werden kann, gemäß einigen Aspekten dar. In einem Aspekt kann der Basisbandprozessor ein oder mehrere digitale Basisbandteilsysteme 640A, 640B, 640C, 640D enthalten, hier auch gemeinsam als digitale Basisbandteilsysteme 640 bezeichnet, aufweisen.

[0061]  In einem Aspekt können das eine oder die mehreren digitalen Basisbandteilsysteme 640A, 640B, 640C, 640D über ein Verbindungsteilsystem 665 mit einem oder mehreren aus einem CPU-Teilsystem 670, einem Audioteilsystem 675 und einem Schnittstellenteilsystem 680 gekoppelt sein. In einem Aspekt können das eine oder die mehreren digitalen Basisbandteilsysteme 640 über das Verbindungsteilsystem 645 mit einem oder mehreren aus jedem aus der digitalen Basisbandschnittstelle 660A, 660B und dem Mischsignal-Basisbandteilsystem 635A, 635B gekoppelt sein.

[0062]  In einem Aspekt kann das Verbindungsteilsystem 665 und 645 jeweils eines oder mehrere jeweils aus Bus-Punkt-zu-Punkt-Verbindungen und Netz-auf-Chip- (NOC-) Strukturen aufweisen. In einem Aspekt kann das Audioteilsystem 675 eines oder mehrere aus digitaler Signalverarbeitungsverarbeitungsschaltung, Pufferspeicher, Programmspeicher, Sprachverarbeitungsbeschleunigerschaltung, Datenumsetzerschaltung wie z. B. Analog/Digital- und Digital/Analog-Umsetzerschaltung und analoger Schaltung, die einen oder mehrere Verstärker und Filter aufweist, aufweisen.

[0063]  Fig. 7 stellt ein Beispiel eines Mischsignal-Basisbandteilsystems 700 gemäß einigen Aspekten dar. In einem Aspekt kann das Mischsignal-Basisbandteilsystem 700 eines oder mehrere aus einer IF-Schnittstelle 705, einem analogen IF-Teilsystem 710, einem Abwärtsumsetzer- und Aufwärtsumsetzer-Teilsystem 720, einem analogen Basisbandteilsystem 730, einem Datenumsetzerteilsystem 735, einem Synthesizer 725 und einem Steuerteilsystem 740 aufweisen.

[0064]  Fig. 8A stelle ein digitales Basisbandverarbeitungsteilsystem 801 gemäß einigen Aspekten dar. Fig. 8B stellt einen alternativen Aspekt eines digitalen Basisbandverarbeitungsteilsystems 802 gemäß einigen Aspekten dar.

[0065]  In einem Aspekt von Fig. 8A kann das digitale Basisbandverarbeitungsteilsystem 801 eines oder mehrere von jedem aus einem digitalen Signalprozessor- (DSP-) Teilsystem 805A, 805B, ...805N, einem Verbindungsteilsystem 835, einem Boot-Laderteilsystem 810, einem gemeinsam verwendeten Speicherteilsystem 815, einem digitalen I/O-Teilsystem 820 und einem digitalen Basisbandschnittstellenteilsystem 825 aufweisen.

[0066]  In einem Aspekt von Fig. 8B kann das digitale Basisbandverarbeitungsteilsystem 802 eines oder mehrere von jedem aus einem Beschleunigerteilsystem 845A, 845B, ... 845N, einem Pufferspeicher 850A, 850B, ... 850N, einem Verbindungsteilsystem 835, einem gemeinsam verwendeten Speicherteilsystem 815, einem digitalen I/O-Teilsystem 820, einem Steuereinheitteilsystem 840 und einem digitalen Basisbandschnittstellenteilsystem 825 aufweisen.

[0067]  In einem Aspekt kann das Boot-Laderteilsystem 810 digitale Logikschaltung aufweisen, die konfiguriert ist, die Konfiguration des Programmspeichers und des Ablaufstatus, der jedem der einen oder mehreren DSP-Teilsysteme 805 zugeordnet ist, auszuführen. Die Konfiguration des Programmspeichers jeder des einen oder der mehreren DSP-Teilsysteme 805 kann das Laden von ausführbarem Programmcode aus einem Speicher außerhalb der digitalen Basisbandverarbeitungsteilsysteme 801 und 802 enthalten. Die Konfiguration des Ablaufstatus, der jedem des einen oder der mehreren DSP-Teilsysteme 805 zugeordnet ist, kann einen oder mehrere aus den folgenden Schritten enthalten: Einstellen des Zustands wenigstens eines DSP-Kerns, der in jedes des einen oder der mehreren DSP-Teilsysteme 805 integriert sein kann, auf einen Zustand, in dem er nicht abläuft, und Einstellen des Zustands wenigstens eines DSP-Kerns, der in jedes des einen oder der mehreren DSP-Teilsysteme 805 integriert sein kann, in einen Zustand, in dem er mit dem Ausführen von Programmcode beginnend ab einem vordefinierten Speicherort beginnt.

[0068]  In einem Aspekt kann das gemeinsam verwendete Speicherteilsystem 815 einen oder mehrere aus Festwertspeicher (ROM), statischem Direktzugriffsspeicher (SRAM), eingebettetem dynamischem Direktzugriffsspeicher (eDRAM) und/oder nichtflüchtigem Direktzugriffsspeicher (NVRAM) aufweisen.

[0069]  In einem Aspekt kann das digitale I/O-Teilsystem 820 eine oder mehrere serielle Schnittstellen wie z. B. eine Inter-integrierte Schaltung (I2C), eine serielle periphere Schnittstelle (SPI) oder andere serielle 1-, 2- oder 3-Draht-Schnittstellen, parallele Schnittstellen wie z. B. Allzweck-Eingabe-Ausgabe (GPIO), Registerzugriffsschnittstellen und Speicherdirektzugriff (DMA) aufweisen. In einem Aspekt kann eine Registerzugriffsschnittstelle, die in einem digitalen I/O-Teilsystem 820 implementiert ist, einem Mikroprozessor außerhalb des digitalen Basisbandverarbeitungsteilsystems 801 ermöglichen, eines oder mehrere aus Steuer- und Datenregister und Speicher zu lesen oder zu beschreiben. In einem Aspekt kann die DMA-Logikschaltung, die in dem digitalen I/O-Teilsystem 820 implementiert ist, die Übertragung zusammenhängender Datenblöcke zwischen Speicherorten, die Speicherorte innerhalb und außerhalb des digitalen Basisbandverarbeitungsteilsystems 801 enthalten, ermöglichen.

[0070]  In einem Aspekt kann das digitale Basisbandschnittstellenteilsystem 825 die Übertragung digitaler Basisbandabtastwerte zwischen dem Basisbandverarbeitungsteilsystem und der Mischsignalbasisband- oder Hochfrequenzschaltung außerhalb des digitalen Basisbandverarbeitungsteilsystems 801 bereitstellen. In einem Aspekt können die durch das digitale Basisbandschnittstellenteilsystem 825 übertragenen digitalen Basisbandabtastwerte In-Phasen- und Quadratur- (I/Q-) Abtastwerte aufweisen.

[0071]  In einem Aspekt kann das Steuereinheitteilsystem 840 eines oder mehrere von jedem aus Steuer- und Statusregistern und Steuerungszustandsautomaten enthalten. In einem Aspekt kann auf die Steuer- und Statusregister über eine Registerschnittstelle zugegriffen werden, und sie können eines oder mehrere aus dem Folgenden bereitstellen: Starten und Anhalten des Betriebs der Steuerungszustandsautomaten, Zurücksetzen der Steuerungszustandsautomaten auf einen Standardzustand, Konfigurieren optionaler Verarbeitungsmerkmale und/oder Konfigurieren der Erzeugung von Interrupts und Berichten des Status von Operationen. In einem Aspekt kann jeder aus dem einen oder den mehreren Steuerungszustandsautomaten die Folge von Operationen jedes aus dem einen oder den mehreren Beschleunigerteilsystemen 845 steuern. Es können Beispiele von Implementierungen sowohl von Fig. 8A als auch von Fig. 8B in demselben Basisbandteilsystem vorhanden sein.

[0072]  Fig. 9 stellt ein digitales Signalprozessor-Teilsystem (DSP-Teilsystem) 900 gemäß einigen Aspekten dar.

[0073]  In einem Aspekt kann das DSP-Teilsystem 900 eines oder mehrere von jedem aus einem DSP-Kernteilsystem 905, einem lokalen Speicher 910, einem Speicherdirektzugriff- (DMA-) Teilsystem 915, einem Beschleunigerteilsystem 920A, 920B...920N, einem externen Schnittstellenteilsystem 925, einer Leistungsmanagementschaltung 930 und einem Verbindungsteilsystem 935 aufweisen.

[0074]  In einem Aspekt kann der lokale Speicher 910 eines oder mehrere von jedem aus einem Festwertspeicher, einem statischen Direktzugriffsspeicher oder einem eingebetteten dynamischen Direktzugriffsspeicher aufweisen.

[0075]  In einem Aspekt kann das DMA-Teilsystem 915 Register und eine Steuerungszustandsautomatenschaltung bereitstellen, die ausgelegt sind, Datenblöcke zwischen Speicherorten, die Speicherorte innerhalb und außerhalb des DSP-Teilsystems 900 enthalten, zu übertragen.

[0076]  In einem Aspekt kann das externe Schnittstellenteilsystem 925 den Zugriff durch ein Mikroprozessorsystem außerhalb des DSP-Teilsystems 900 auf einen oder mehrere aus dem Speicher, den Steuerregistern und Statusregistern, die in dem DSP-Teilsystem 900 implementiert sein können, bereitstellen. In einem Aspekt kann das externe Schnittstellenteilsystem 925 die Übertragung von Daten zwischen dem lokalen Speicher 910 und einem Speicher außerhalb des DSP-Teilsystems 900 unter der Steuerung eines oder mehrerer aus dem DMA-Teilsystem 915 und dem DSP-Kernteilsystem 905 bereitstellen.

[0077]  Fig. 10A stellt ein Beispiel eines Beschleunigerteilsystems 1000 gemäß einigen Aspekten dar. Fig. 10B stellt ein Beispiel eines Beschleunigerteilsystems 1000 gemäß einigen Aspekten dar.

[0078]  In einem Aspekt kann das Beschleunigerteilsystem 1000 eines oder mehrere von jedem aus einem Steuerungszustandsautomaten 1005, Steuerregistern 1010, einer Speicherschnittstelle 1020, einem Notizblockspeicher 1025, einer Berechnungs-Engine 1030A... 1030N und einer Datenflussschnittstelle 1035A, 1035B aufweisen.

[0079]  In einem Aspekt können die Steuerregister 1010 den Betrieb des Beschleunigerteilsystems 1000 konfigurieren und steuern, der eines oder mehrere aus dem Folgenden enthalten kann: Aktivieren oder Deaktivieren des Betriebs mit Hilfe eines Aktivierungsregister-Bit, Anhalten einer prozessinternen Operation durch Schreiben in ein Anhalteregister-Bit, Bereitstellen von Parametern zum Konfigurieren von Berechnungsoperationen, Bereitstellen von Speicheradresseninformationen, um den Ort einer oder mehrerer Steuer- und Datenstrukturen zu identifizieren, Konfigurieren der Erzeugung von Interrupts und andere Steuerfunktionen.

[0080]  In einem Aspekt kann der Steuerungszustandsautomat 1005 die Folge von Operationen des Beschleunigerteilsystems 1000 steuern.

[0081]  Die Fig. 11A-11D stellen Rahmenformate gemäß einigen Aspekten dar.

[0082]  Fig. 11A stellt eine periodische Funkrahmenstruktur 1100 gemäß einigen Aspekten dar. Die Funkrahmenstruktur 1100 weist eine vorbestimmte Dauer auf und wiederholt sich periodisch mit einem Wiederholungsintervall gleich der vorbestimmten Dauer. Die Funkrahmenstruktur 1100 ist in zwei oder mehr Unterrahmen 1105 aufgeteilt. In einem Aspekt können die Unterrahmen 1105 von einer vorbestimmten Dauer sein, die ungleich sein kann. In einem alternativen Aspekt können die Unterrahmen 1105 von einer Dauer sein, die dynamisch bestimmt wird und zwischen aufeinanderfolgenden Wiederholungen der Funkrahmenstruktur 1100 variiert.

[0083]  Fig. 11B stellt eine periodische Funkrahmenstruktur unter Verwendung von Frequenzduplex (FDD) gemäß einigen Aspekten dar. In einem Aspekt von FDD wird eine Abwärtsstreckenfunkrahmenstruktur 1110 durch eine Basisstation oder ein Infrastruktur-Equipment zu einer oder mehreren mobilen Vorrichtungen gesendet, und eine Aufwärtsstreckenfunkrahmenstruktur 1115 wird durch eine Kombination aus einer oder mehreren mobilen Vorrichtungen zu einer Basisstation gesendet.

[0084]  Ein weiteres Beispiel einer Funkrahmenstruktur, die in einigen Aspekten verwendet sein kann, ist in Fig. 11D gezeigt. In diesem Beispiel weist der Funkrahmen 1100 eine Dauer von 10 ms auf. Der Funkrahmen 1100 ist in Schlitze 1125, 1135 aufgeteilt, jeder mit einer Dauer von 0,1 ms und nummeriert von 0 bis 99. Zusätzlich ist jedes Paar benachbarter Schlitze 1125, 1135, die als 2i und 2i+l nummeriert sind, wobei i eine Ganzzahl ist, als ein Unterrahmen bezeichnet.

[0085]  In einigen Aspekten können Zeitintervalle in Einheiten von Ts, wobei Ts als 1/(75.000 × 2048) Sekunden definiert ist, repräsentiert sein. In Fig. 11D ist ein Funkrahmen so definiert, dass er eine Dauer 1.536.600xTs aufweist, und ein Schlitz ist so definiert, dass er eine Dauer 15.366xTs aufweist.

[0086]  In einigen Aspekten, die das Funkrahmenformat von Fig. 11D verwenden, kann jeder Unterrahmen eine Kombination aus einem oder mehreren aus Abwärtsstreckensteuerinformationen, Abwärtsstreckendateninformationen, Aufwärtsstreckensteuerinformationen und/oder Aufwärtsstreckendateninformationen aufweisen. Die Kombination aus Informationstypen und Richtung kann unabhängig für jeden Unterrahmen ausgewählt werden.

[0087]  Ein Beispiel einer Funkrahmenstruktur, die in einigen Aspekten verwendet werden kann, ist in Fig. 11E gezeigt, die einen Abwärtsstreckenrahmen 1150 und einen Aufwärtsstreckenrahmen 1155 darstellt. Gemäß einigen Aspekten können der Abwärtsstreckenrahmen 1150 und der Aufwärtsstreckenrahmen 1155 eine Dauer von 10 ms aufweisen, und der Aufwärtsstreckenrahmen 1155 kann mit einem Zeitvorlauf 1160 in Bezug auf den Abwärtsstreckenrahmen 1150 gesendet werden.

[0088]  Gemäß einigen Aspekten können der Abwärtsstreckenrahmen 1150 und der Aufwärtsstreckenrahmen 1155 jeweils in zwei oder mehr Unterrahmen 1165, deren Dauer 1 ms sein kann, aufgeteilt sein. Gemäß einigen Aspekten kann jeder Unterrahmen 1165 aus einem oder mehreren Schlitzen 1170 bestehen.

[0089]  In einigen Aspekten können gemäß den Beispielen von Fig. 11D und Fig. 11E Zeitintervalle in Einheiten von Ts repräsentiert sein.

[0090]  Gemäß einigen Aspekten des in Fig. 11D dargestellten Beispiels kann Ts als 1/(30.720 × 1000) Sekunden definiert sein. Gemäß einigen Aspekten von Fig. 11D kann ein Funkrahmen so definiert sein, dass er eine Dauer von 30.720. Ts, aufweist, und ein Schlitz kann definiert sein, dass er eine Dauer von 15.360. Ts aufweist.

[0091]  Gemäß einigen Aspekten des in Fig. 11E dargestellten Beispiels kann Ts =1/(Δfmax. Nf) definiert sein, mit Δfmax = 480 × 103 und Nf = 4.096.

[0092]  Gemäß einigen Aspekten des in Fig. 11E dargestellten Beispiels kann die Anzahl von Schlitzen basierend auf einem Numerologieparameter bestimmt werden, der sich auf einen Frequenzabstand zwischen Unterträgern eines Mehrträgersignals, das zum Senden verwendet wird, bezieht.

[0093]  Fig. 12A bis Fig. 12C stellen Beispiele von Konstellationskonstruktionen eines Einzelträgermodulationsschemas, das gesendet oder empfangen werden kann, gemäß einigen Aspekten dar. Die Konstellationspunkte 1200 sind auf orthogonalen In-Phasen- und Quadratur-Achsen gezeigt, die jeweils Amplituden von Sinuskurven an der Trägerfrequenz repräsentieren und in der Phase um 90 Grad voneinander getrennt sind.

[0094]  Fig. 12A repräsentiert eine Konstellation, die zwei Punkte 1200 aufweist, die als Zweiphasenumtastung (BPSK) bekannt ist. Fig. 12B repräsentiert eine Konstellation, die vier Punkte 1200 aufweist, die als Quadratur-Phasenumtastung (QPSK) bekannt ist. Fig. 12C repräsentiert eine Konstellation, die 16 Punkte 1200 aufweist, die als Quadratamplitudenmodulation (QAM) mit 16 Punkten (16QAM oder QAM16) bekannt ist. Konstellationen für Modulation höherer Ordnung, die beispielsweise 64, 256 oder 1024 Punkte umfassen, können ähnlich konstruiert sein.

[0095]  In den in den Fig. 12A-12C abgebildeten Konstellationen sind den Punkten 1200 der Konstellation Binärcodes 1220 zugewiesen unter Verwendung eines Schemas, so dass den nächstgelegenen Nachbarpunkten 1200, das heißt Paare von Punkten 1200, die voneinander durch den kleinsten Euklidischen Abstand getrennt sind, ein Binärcode 1220 zugewiesenen ist, der sich um nur eine Binärziffer unterscheidet. Beispielsweise weist in Fig. 12C der Punkt mit dem zugewiesenen Code 1000 die nächsten Nachbarpunkte mit den zugewiesenen Codes 1001, 0000, 1100 und 1010 auf, die sich jeweils von 1000 nur um ein Bit unterscheiden.

[0096]  Fig. 13A bis Fig. 13B stellen Beispiele von alternativen Konstellationskonstruktionen eines Einzelträgermodulationsschemas, das gesendet und empfangen werden kann, gemäß einigen Aspekten dar. Die Konstellationspunkte 1300 und 1315 von Fig. 13A sind auf orthogonalen In-Phasen- und Quadratur-Achsen gezeigt, die jeweils Amplituden von Sinuskurven an der Trägerfrequenz repräsentieren und in der Phase um 90 Grad voneinander getrennt sind.

[0097]  In einem Aspekt können die Konstellationspunkte 1300 des Beispiels, das in Fig. 13A dargestellt ist, in einem Quadratgitter angeordnet sein und können so angeordnet sein, dass ein gleicher Abstand auf der phasengleichen und Quadratur-Ebene zwischen jedem Paar nächster Nachbar-Konstellationspunkte vorhanden ist. In einem Aspekt können die Konstellationspunkte 1300 so gewählt sein, dass ein vorbestimmter maximaler Abstand von dem Ursprung der phasengleichen und Quadratur-Ebene jeder der erlaubten Konstellationspunkte vorhanden ist, wobei der maximale Abstand durch einen Kreis 1310 repräsentiert ist. In einem Aspekt kann die Menge erlaubter Konstellationspunkte diejenigen ausschließen, die in die quadratischen Bereiche 1305 an den Ecken eines Quadratgitters fallen würden.

[0098]  Die Konstellationspunkte 1300 und 1315 von Fig. 13B sind auf orthogonalen phasengleichen und Quadratur-Achsen gezeigt, die jeweils Amplituden von Sinuskurven an der Trägerfrequenz repräsentieren und in der Phase um 90 Grad voneinander getrennt sind. In einem Aspekt sind die Konstellationspunkte 1315 in zwei oder mehr Mengen von Konstellationspunkten gruppiert, wobei die Punkte jeder Menge so angeordnet sind, dass sie einen gleichen Abstand zu dem Ursprung der phasengleichen und Quadratur-Ebene aufweisen und auf einem aus einer Menge von Kreisen 1320, deren Mittelpunkt auf dem Ursprung ist, liegen.

[0099]  Fig. 14 stellt ein Beispiel eines Systems zum Erzeugen von Mehrträger-Basisbandsignalen zum Senden gemäß einigen Aspekten dar. In dem Aspekt können Daten 1430 in einen Codierer 1400 eingegeben werden, um codierte Daten 1435 zu erzeugen. Der Codierer 1400 kann eine Kombination aus einem oder mehreren von Fehlerdetektieren, Fehlerkorrigieren, Ratenanpassen und Verschachteln ausführen. Der Codierer 1400 kann ferner einen Schritt zum Verwürfeln ausführen.

[0100]  In einem Aspekt können die codierten Daten 1435 in eine Modulationsabbildungseinheit 1405 eingegeben werden, um komplexwertige Modulationssymbole 1440 zu erzeugen. Die Modulationsabbildungseinheit 1405 kann Gruppen, die eine oder mehrere Binärziffern enthalten, die aus codierten Daten 1435 ausgewählt sind, auf komplexwertige Modulationssymbole gemäß einer oder mehreren Abbildungstabellen abbilden.

[0101]  In einem Aspekt können die komplexwertigen Modulationssymbole 1440 in eine Schichtabbildungseinheit 1410 eingegeben werden, um auf eine oder mehrere auf Schichten abgebildete Modulationssymbolströme 1445 abgebildet zu werden. Bei Repräsentieren eines Stroms komplexwertiger Modulationssymbole 1440 als d(i), wobei i einen Folgenummerindex repräsentiert, und des einen oder der mehreren Ströme 1445 von auf Schichten abgebildeten Symbolen als x(k)(i), wobei k einen Stromnummerindex repräsentiert und i einen Folgenummerindex repräsentiert, kann die Schichtabbildungsfunktion für eine einzelne Schicht ausgedrückt sein als: und die Schichtabbildung für zwei Schichtenkann ausgedrückt sein als:

[0102]  Die Schichtabbildung kann auf ähnliche Weise für mehr als zwei Schichten repräsentiert sein.

[0103]  In einem Aspekt können ein oder mehrere Ströme von auf Schichten abgebildeten Modulationssymbolströmen 1445 in einen Vorcodierer 1415 eingegeben werden, der einen oder mehrere Ströme vorcodierter Symbole 1450 erzeugt. Das Repräsentieren des einen oder der mehreren Ströme 1445 von auf Schichten abgebildeten Symbolen als einen Block von Vektoren: wobei i einen Folgenummerindex des Bereichs 0 bis repräsentiert und die Ausgabe als ein Block von Vektoren repräsentiert ist: wobei i einen Folgenummerindex in dem Bereich 0 bis repräsentiert.

[0104]  Die Vorcodierungsoperation kann so konfiguriert sein, dass sie eines aus direkter Abbildung unter Verwendung eines einzelnen Antennenanschlusses, Sende-Diversity unter Verwendung von Raum-Zeit-Blockcodierung oder räumliches Multiplexen enthält.

[0105]  In einem Aspekt kann jeder Strom vorcodierter Symbole 1450 in eine Betriebsmittelabbildungseinheit 1420 eingegeben werden, die einen Strom von auf Betriebsmitteln abgebildeten Symbolen 1455 erzeugt. Die Betriebsmittelabbildungseinheit 1420 kann vorcodierte Symbole auf Frequenzdomänen-Unterträger und Zeitdomänen-Symbole gemäß einer Abbildung, die Abbildung auf zusammenhängende Blöcke, zufällige Abbildung oder dünn besetzte Abbildung gemäß einem Abbildungscode enthalten kann, abbilden.

[0106]  In einem Aspekt können auf Betriebsmittel abgebildete Symbole 1455 in einen Mehrträgergenerator 1425 eingegeben werden, der das Zeitdomänen-Basisbandsymbol 1460 erzeugt. Der Mehrträgergenerator 1425 kann Zeitdomänensymbole unter Verwendung beispielsweise einer inversen diskreten Fourier-Transformation (DFT), die gewöhnlich als eine inverse schnelle Fourier-Transformation (FFT) implementiert ist, oder einer Filterbank, die einen oder mehrere Filter aufweist, erzeugen. In einem Aspekt, in dem die auf Betriebsmittel abgebildeten Symbole 1455 als sk(i) repräsentiert sind, wobei k ein Unterträgerindex ist und i ein Symbolnummernindex ist, kann ein komplexes Zeitdomänen-Basisbandsymbol x(t) als x(t) = ∑k sk (i)pT(t - Tsym)exp[j2πfk(t - Tsym - τk)] repräsentiert sein, wobei pT(t) eine Prototypfilterfunktion ist, Tsym die Startzeit der Symbolperiode ist, τk eine unterträgerunabhängiger Zeitversatz ist und fk die Frequenz des Unterträgers k ist.

[0107]  Prototypfunktionen pT(t) können beispielsweise Zeitdomänen-Rechteckimpulse, Gaußsche Zeitdomänenimpulse oder irgendeine andere geeignete Funktion sein.

[0108]  In einigen Aspekten kann eine Unterkomponente eines gesendeten Signals, die einen Unterträger in der Frequenzdomäne und ein Symbolintervall in der Zeitdomäne aufweist, als ein Betriebsmittelelement bezeichnet sein.

[0109]  Fig. 15 stellt Betriebsmittelelemente 1505, die in einer Gitterform abgebildet sind, gemäß einigen Aspekten dar. In einigen Aspekten können Betriebsmittelelemente in rechteckige Blöcke gruppiert sein, die mehrere Unterträger (z. B. 12 Unterträger) in der Frequenzdomäne und die Anzahl, P, von Symbolen, die in einem Schlitz in der Zeitdomäne enthalten sind, aufweisen. Die Anzahl P kann 6, 7 oder irgendeine andere geeignete Anzahl von Symbolen sein. In der Abbildung von Fig. 15 kann jedes Betriebsmittelelement 1505 innerhalb des Betriebsmittelblocks 1500 als (k, 1) indexiert sein, wobei k die Indexnummer des Unterträgers ist, im Bereich von 0 bis NxM-1, wobei N die Anzahl der Unterträger in einem Betriebsmittelblock ist, und M die Anzahl von Betriebsmittelblöcken ist.

[0110]  Fig. 16A, Fig. 16B, Fig. 16C und Fig. 16D stellen ein Beispiel der Codierung gemäß einigen Aspekten dar. Fig. 16A stellt ein Beispiel eines Codierprozesses 1600 dar, der in einigen Aspekten verwendet sein kann. Der Codierprozess 1600 kann einen oder mehrere physikalische Codierprozesse 1605 enthalten, die verwendet werden können, um Codieren für einen physikalischen Kanal bereitzustellen, der Daten oder Steuerinformationen codieren kann. Der Codierprozess 1600 kann außerdem Multiplexen und Verschachteln 1635 enthalten, das kombinierte codierte Informationen durch Kombinieren von Informationen aus einer oder mehreren Quellen erzeugt, die eines oder mehrere aus Dateninformationen und Steuerinformationen enthalten können und die durch einen oder mehrere physikalische Codierprozesse 1605 codiert worden sein können. Kombinierte codierte Informationen können in eine Verwürfelungseinheit 1640 eingegeben werden, die verwürfelte codierte Informationen erzeugen kann.

[0111]  Der physikalische Codierprozess 1605 kann eines oder mehrere aus einem CRC-Anschlussblock 1610, Codeblocksegmentierung 1615, Kanalcodierung 1620, Ratenanpassung 1625 und Codeblockverkettung 1630 enthalten. Der CRC-Anschlussblock 1610 kann Paritäts-Bits, die als {p0,p1, ... , pL-1} bezeichnet sind, aus Eingabe-Bits, die als {a0, a1, ... aA-1} bezeichnet sind, berechnen, um eine Folge von Ausgabe-Bits {b0, b1, ..., bA+L-1} zu erzeugen, so dass das Polynom über das endliche Feld GF(2) in der Variablen D, das die ausgegebenen Folge-Bits als Koeffizienten verwendet (d. h. das Polynom b0DA+L-1 + b1DA+L-2 + ··· + bA+L-2D1 + bA+L-1), einen vorbestimmten Rest aufweist, wenn es durch ein vorbestimmtes Generator-Polynom g(D) der Ordnung L dividiert wird. In einem Aspekt kann der vorbestimmte Rest null sein, L kann 24 sein, und das vorbestimmte Polynom g(D) kann D24 + D23 + D18 + D17 + D14 + D11 + D10 + D7 + D6 + D5 + D4 + D3 + D + 1 sein.

[0112]  In einigen Aspekten kann der Prozess der Codeblocksegmentierung 1615 einen oder mehrere segmentierte Codeblöcke erzeugen, von denen jeder einen Abschnitt der Daten enthält, die in die Codeblocksegmentierung 1615 eingegeben werden. Die Codeblocksegmentierung 1615 kann Einschränkungen für eine kleinste und eine größte Blockgröße als Parameter aufweisen, die gemäß einem ausgewählten Kanalcodierungsschema ausgewählt sind. Die Codeblocksegmentierung 1615 kann Auffüll-Bits zu einem oder mehreren ausgegebenen segmentierten Codeblöcken hinzufügen, um sicherzustellen, dass die Einschränkung für die kleinste Blockgröße erfüllt ist. Die Codeblocksegmentierung 1615 kann Daten, die in den Prozess eingegeben werden, in Blöcke aufteilen, um sicherzustellen, dass die Einschränkung für die größte Blockgröße erfüllt ist. In einigen Aspekten kann die Codeblocksegmentierung 1615 Paritäts-Bits an jeden segmentierten Codeblock anhängen. Ein solches Anhängen von Paritäts-Bits kann basierend aus einem oder mehreren aus dem ausgewählten Codierungsschema und ob die Anzahl von segmentierten Codeblöcken, die erzeugt werden soll, größer als eins ist, bestimmt werden.

[0113]  In einigen Aspekten kann der Prozess der Kanalcodierung 1620 Codewörter aus segmentierten Codeblöcken gemäß einem oder mehreren aus einer Anzahl von Codierungsschemas erzeugen. Als ein Beispiel kann Kanalcodierung 1620 eines oder mehrere aus Faltungscodierung, „Tail biting“-Faltungscodierung, paralleler verketteter Faltungscodierung und Polarcodierung verwenden.

[0114]  Der Codierer 1620, der verwendet werden kann, um Daten gemäß einem aus einem Faltungscode und einem „Tail-biting“ Faltungscode gemäß einigen Aspekten zu erzeugen, ist in Fig. 16B dargestellt.

[0115]  Gemäß einigen Aspekten können Eingabedaten 1645 durch jedes aus zwei oder mehr Verzögerungselementen 1650, die ein Datenwort erzeugen, das aus Elementen besteht, die die aktuellen Eingabedaten und zwei oder mehr Kopien der aktuellen Eingabedaten enthalten, wobei jede Kopie jeweils durch eine unterschiedliche Anzahl von Zeiteinheiten verzögert ist, sukzessive verzögert werden. Gemäß einigen Aspekten kann der Codierer 1620 eine oder mehrere Ausgaben 1660, 1665 und 1670 erzeugen, von denen jede durch Berechnen einer Linearkombination der Elemente eines Datenworts erzeugt wird, das durch Kombinieren von Eingabedaten 1645 und der Ausgaben von zwei oder mehr Verzögerungselementen 1650 erzeugt wird.

[0116]  Gemäß einigen Aspekten können die Eingabedaten Binärdaten sein, und die Linearkombination kann unter Verwendung einer oder mehrerer Exclusive-Or-Funktionen 1655 berechnet werden. Gemäß einigen Aspekten kann der Codierer 1620 unter Verwendung von Software, die auf einem Prozessor abläuft, implementiert sein, und die Verzögerungselemente 1650 können durch Speichern von Eingabedaten 1645 in einem Speicher erzeugt werden.

[0117]  Gemäß einigen Aspekten kann ein Faltungscode durch Verwenden eines Faltungscodierers 1620 und Initialisieren von Verzögerungselementen 1650 auf einen vorbestimmten Wert, der nur Nullen oder irgendein anderer geeigneter Wert sein kann, erzeugt werden. Gemäß einigen Aspekten kann ein „Tail-biting“-Faltungscode durch Verwenden des Faltungscodierers 1620 und Initialisieren von Verzögerungselementen 1650 auf die letzten N Bits eines Datenblocks, wobei N die Anzahl von Verzögerungselementen 1650 ist, erzeugt werden.

[0118]  Ein Codierer 16C100, der gemäß einigen Aspekten verwendet werden kann, um Daten gemäß einem parallelen verketteten Faltungscode (PCCC) zu codieren, der als ein Turbocode bezeichnet sein kann, ist in Fig. 16C dargestellt.

[0119]  Gemäß einigen Aspekten kann der Codierer 16C100 einen Verschachteler 16C110, einen oberen Codiererbestandteil 16C115 und einen unteren Codiererbestandteil 16C117 aufweisen. Gemäß einigen Aspekten kann der obere Codiererbestandteil 16C115 einen oder mehrere codierte Datenströme 16C140 und 16C145 aus Eingabedaten 16C105 erzeugen. Gemäß einigen Aspekten kann der Verschachteler 16C110 verschachtelte Eingabedaten 16C119 aus Eingabedaten 16C105 erzeugen. Gemäß einigen Aspekten kann der untere Codiererbestandteil 16C117 einen oder mehrere codierte Datenströme 16C150 und 16C155 aus verschachtelten Eingabedaten 16C105 erzeugen.

[0120]  Gemäß einigen Aspekten kann der Verschachteler 16C110 verschachtelte Ausgabedaten 16C119 ausgeben, die eine oder mehrere Beziehungen mit den Daten aufweisen, die in den Eingabedaten 16C105 enthalten sind, wobei jedoch die Daten in einer anderen zeitlichen Reihenfolge angeordnet sind. Gemäß einigen Aspekten kann der Verschachteler 16C110 ein Blockverschachteler sein, der als Eingabe einen oder mehrere Blöcke von Eingabedaten 16C105, die als {c0, c1, ..., cK-1} repräsentiert sein können, wobei jedes ci ein Eingabedatenbit ist und K die Anzahl von Bits in jedem Block ist, verwendet und eine Ausgabe erzeugt, die jedem aus dem einen oder den mehreren solcher Eingabeblöcke entspricht, die als {cΠ(1), cΠ(2), ..., cΠ(K-1)} repräsentiert sein kann. Π(ί) ist eine Permutationsfunktion, die von quadratischer Form sein kann und die durch Π(i) = (f1i + f2i2) mod K repräsentiert sein kann, wobei f1 und f2 Konstanten sind, die von dem Wert der Blockgröße K abhängen können.

[0121]  Gemäß einigen Aspekten kann jeder aus dem oberen Codiererbestandteil 16C115 und dem unteren Codiererbestandteil 16C117 einen Eingabe-Bit-Selektor 16C118 aufweisen, der einen ausgewählten Eingabe-Bit-Strom 16C119 erzeugen kann, der aus einem Codierer-Eingabe-Bit-Strom während einer Datencodierungsphase und einer Linearkombination gespeicherter Bits während einer Trellis-Abschlussphase ausgewählt sein kann. Gemäß einigen Aspekten kann jeder aus dem oberen Codiererbestandteil 16C115 und dem unteren Codiererbestandteil 16C117 Bits in zwei oder mehr Verzögerungselementen 16C120, die ausgelegt sind, um als Schieberegister zu funktionieren, speichern, wobei die Eingabe in das Schieberegister aus einer Linearkombination aus einem Bit aus einem ausgewählten Eingabe-Bit-Strom 16C119 und früher gespeicherten Bits besteht, wobei die gespeicherten Bits vor einer Codierungsphase auf einem vorbestimmten Wert initialisiert werden und am Ende einer Trellis-Abschlussphase einen vorbestimmten Wert aufweisen. Gemäß einigen Aspekten kann jeder aus dem oberen Codiererbestandteil 16C115 und dem unteren Codiererbestandteil 16C117 eine oder mehrere Ausgaben 16C140 und 16C145 erzeugen, von denen jede eines aus einem ausgewählten Eingabe-Bit-Strom 16C119 und einer Linearkombination gespeicherter Bits sein kann.

[0122]  Gemäß einigen Aspekten kann jeder aus dem oberen Codiererbestandteil 16C115 und dem unteren Codiererbestandteil 16C117 eine Übertragungsfunktion während einer Codierungsphase aufweisen, die als repräsentiert sein kann.

[0123]  Gemäß einigen Aspekten kann der Codierer 16C100 als Software-Anweisungen, die auf einem Prozessor ablaufen, in Kombination mit einem Speicher, um Daten, die in einen Verschachteler 16C110 eingegeben werden, und gespeicherte Bits des oberen Codiererbestandteils 16C115 und des unteren Codiererbestandteils 16C117 zu speichern, implementiert sein.

[0124]  Ein Codierer 16D200, der verwendet werden kann, um Daten-Bits gemäß einem Code mit Paritätsprüfung mit geringer Dichte (LDPC-Code) gemäß einigen Aspekten zu codieren, ist in Fig. 16D dargestellt.

[0125]  Gemäß einigen Aspekten können Daten-Bits 16D230, die in den Codierer 16D200 eingegeben werden, in dem Datenspeicher 16D210 gespeichert werden, gespeicherte Daten-Bits können in den Paritäts-Bit-Generator 16D220 eingegeben werden, und codierte Bits 16D240 können durch den Paritäts-Bit-Generator 16D220 ausgegeben werden.

[0126]  Gemäß einigen Aspekten können Daten-Bits, die in den LDPC-Codierer 16D200 eingegeben werden, als c = {c0, c1, ..., cK-1} repräsentiert sein, codierte Daten-Bits 16D240 können als d = {c0, c2, ..., cK-1, p0, p1, ..., pD-K-1} repräsentiert sein, und Paritäts-Bits pi können so ausgewählt sein, dass H.dT = 0, gilt, wobei H eine Paritätsprüfmatrix ist, K die Anzahl von Bits in dem Block ist, der codiert werden soll, D die Anzahl codierter Bits ist und D-K die Anzahl von Paritätsprüf-Bits ist.

[0127]  Gemäß einem Aspekt kann die Paritätsprüfmatrix H repräsentiert sein als: wobei pa i,j eine aus einer Nullmatrix oder einer Matrix mit zyklischer Permutation ist, die aus der Z × Z-Einheitsmatrix durch zyklisches Verschieben der Spalten nach rechts um ai,j, erhalten wird, Z die Größe der einzelnen Permutationsmatrix ist, die Anzahl codierter Bits D gleich ZM ist und die Anzahl von Bits K in dem Block, der codiert werden soll, gleich ZN ist.

[0128]  Digitale polare Sender (DTxs), deren Eingaben Amplitude und Phase sein können, können eine vielversprechende Architektur für Funkgeräte mit integriertem komplementärem Metalloxidhalbleiter (CMOS-Funkgeräte) sein, die in Vorrichtungen verwendet werden, die über Systeme der nächsten Generation kommunizieren, da solche Vorrichtungen beispielsweise das Potential für höhere Effizienz und Ein-Chip-System-Integration (SoC-Integration) bieten. DTxs können Amplitudenvariation und Phasenvariation eines Ausgabesignals verwenden, um Daten bereitzustellen. DTxs sind jedoch, wie andere Sender, aufgrund der Herausforderungen sowohl zum Implementieren von Breitbandphasenmodulatoren an den mmWellen-Frequenzen, die in den Systemen der nächsten Generation verwendet werden, als auch zum Implementieren von DTxs mit mmWellen-Geschwindigkeiten auf niedrigere Frequenzen (typischerweise < 6 GHz) beschränkt gewesen. Die Kanalbandbreite für die Systeme der nächsten Generation kann in der Größenordnung von 100 MHz-GHz sein und Einzelträger- (SC-) und/oder auf orthogonalem Frequenzmultiplexen (OFDM) basierende Modulation einsetzen. Das heißt, dass während eine grundlegende Oszillation über die verschiedenen Kanalfrequenzen produziert werden kann, das Anpassen der Amplitude und Phase an den höheren Frequenzen eine Überlegung ist.

[0129]  Zusätzlich kann mit der Verwendung von mmWellen-Frequenzen die Leistungseffizienz der DTxs an solchen Frequenzen aufgrund der Diskrepanz der Amplitudenvariation und entsprechenden Spitzenleistungseffizienz zwischen mmWellen-Frequenzsignalen und Signalen an niedrigerer Frequenz wesentlich reduziert sein. OFDM kann zusätzliche spektrale Einschränkungen für die durch die DTxs produzierten Phasenmodulationssignale auferlegen. Um das Strecken-Budget mit den höheren Ausbreitungsverlusten an den höheren mmWellen-Frequenzen zu erfüllen, können solche Strecken auf phasengesteuerten Gruppen und Mehrbenutzer-Mehr-Eingang-mehr-Ausgang (Mehrbenutzer-MIMO) beruhen, um die Verwendung räumlicher Kanäle über mehrere Benutzer zu optimieren. In praktischer Hinsicht kann die Verwendung phasengesteuerte Gruppen bedeuten, dass mehrere Sende- und Empfangsketten auf jeder Vorrichtung verwendet werden, was die verwendete Sendeleistung weiter erhöht, zusätzlich zu dem Treffen auf die vorstehenden Leistungsineffizienzen. Deshalb könnte es vorteilhaft sein, die DTx-Effizienz an mmWellen-Frequenzen zu verbessern.

[0130]  In einem Aspekt ist, um dazu beizutragen, diese Probleme zu verbessern, eine Breitbandphasenmodulatorarchitektur bereitgestellt, die sowohl für Einzelträger- als auch OFDM-basierte mmWellen-DTxs geeignet sein kann. Die Breitbandphasenmodulatorarchitektur kann mehrere parallele Sendeketten für phasengesteuerte Gruppen und MIMO/MU-MIMO aufweisen. Phasenmodulatoren können Phasenverschiebungen zum Implementieren der phasengesteuerten Gruppe integrieren.

[0131]  In einem Aspekt kann der DTx Phasen- und Amplitudenextraktion verwenden, die Polarzerlegung mit niedriger Operatorsummen-Repräsentation (OSR) von Breitband-RF-Signalen unterstützt. Ein Digital/Zeit-Umsetzer- (DTC-) basierter Phasenmodulator, der in dem niedrigen GHz-Band getaktet ist, kann aus praktischen Überlegungen (Machbarkeit, Zeitspielräume, Leistungsverlust usw.) verwendet werden. Zeitverschachtelung kann zwischen mehreren DTCs verwendet werden um die Taktfrequenz auf bis zu etwa 10 GHz zu steigern. Zusätzlich kann Unterschwingungs-Reiheninjektion in mmWellen-LC-Oszillatoren verwendet werden, um die Modulation auf RF-Frequenzen aufwärtsumzusetzen.

[0132]  RF-Kommunikationssysteme nutzen häufig Teilsysteme (z. B. spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCOs), Leistungsverstärker), die auf einem Halbleiter-Die gebildet sind. Insbesondere sind verschiedene elektronische Elemente (z. B. Kondensatoren und Induktivitäten) solcher Teilsysteme auf dem Halbleiter-Die aufgedruckt. Der Widerstand, der in dem Silizium des Halbleiter-Dies inhärent ist, reduziert jedoch den Qualitäts- (Q-) Faktor (Verhältnis von Induktivität zu Widerstand) der Induktivitäten, die auf dem Die aufgedruckt sind, signifikant.

[0133]  Fig. 17 ist eine Querschnittsansicht 1702 und eine Draufsicht 1704 eines Halbleiter-Dies mit metallischen Säulen gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 17 enthält der Halbleiter-Die 1706 mehrere Säulen 1708. Der Halbleiter-Die 1706 kann in die RF-Schaltung 325 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl der Halbleiter-Die 1706 nicht darauf beschränkt ist.

[0134]  In einem Aspekt können die Säulen 1708 Kupfersäulen sein, die für RF-Verbindungen mit dem Die verwendet werden können. Insbesondere können die Kupfersäulen als metallische Strukturen verwendet werden, um den Halbleiter-Die 1706 mit einer Halbleiter-Die-Package (nicht dargestellt) zu verbinden. In einigen Aspekten können andere metallische Strukturen als Säulen 1708 verwendet werden, wie z. B. Lötmetallbasierte Höcker und Perlen. Die Kupfersäulen 1708 können an dem Halbleiter-Die 106 über Metallisierungskontaktstellen (oder Kontakte) 1710 angeschlossen sein. In einigen Aspekten können die Kupfersäulen 1708 in einem kontinuierlichen Ätzprozess erzeugt werden, wobei das unnötige Kupfer weggeätzt wird, was nur Kupfersäulen 1708 übrig lässt, die an den metallisierten Diekontakten 1710 angeschlossen sind.

[0135]  Fig. 18A stellt eine Querschnittsansicht 1802A und eine Draufsicht 1804A eines Halbleiter-Dies 1806 mit metallischen Säulen 1808, die einen ersten Typ von Verbindungsstrukturen bilden, gemäß einigen Aspekten bereit. Bezug nehmend auf die Querschnittsansicht 1802A können die metallischen Säulen 1808 in Übereinstimmung mit einem mehrstufigen Aufbau- und Ätzprozess gebildet sein. Insbesondere können die metallischen Säulen 1808 in Schritten auf metallisierten Die-Kontakten 1810 aufgebaut und geätzt werden, wobei eine separate metallisierte Schicht während jedes Aufbau- und Ätzschritts erzeugt wird. Wie in Fig. 18A zu sehen ist, wird während eines ersten Ätzschritts eine metallisierte Schicht 1812 erzeugt. Während eines zusätzlichen Aufbau- und Ätzschritts können Verbindungsstrukturen zwischen wenigstens 2 der Säulen erzeugt werden. Beispielsweise kann während eines Ätzschritts, der die metallisierte Schicht 1814 erzeugt, eine Verbindungsstruktur 1822A durch das metallisierte Material, das für die Schicht 1814 verwendet wird, gebildet werden. Während eines solchen Ätzschritts wird das metallisierte Material für die Schicht 1814 zwischen wenigstens zwei der Säulen nicht geätzt, so dass eine Verbindungsstruktur durch die Schicht 1814 die die wenigstens zwei Säulen verbindet, gebildet wird.

[0136]  Während eines nachfolgenden Aufbau- und Ätzschritts wird eine metallisierte Schicht 1816 oben auf der Schicht 1814 angeordnet (der Schicht 1816 sind keine metallisierten Verbindungsstrukturen zugeordnet). Während eines nachfolgenden Aufbau- und Ätzschritts, der die metallisierte Schicht 1818 erzeugt, kann eine Verbindungsstruktur 1824A durch das metallisierte Material, das für die Schicht 1818 verwendet wird, gebildet werden. Während eines letzten Ätzschritts wird eine metallisierte Schicht 1820 oben auf der Schicht 1818 angeordnet, wobei der Schicht 1820 keine metallisierten Verbindungsstrukturen zugeordnet sind.

[0137]  In einigen Aspekten können die Verbindungsstrukturen 1822A und 1824A als induktive Elemente mit hohem Qualitäts- (Q-) Faktor dienen, die mit dem Kontakten des Halbleiter-Dies 1806 direkt verbunden sind, und können der RF-Schaltung dienen, die von solchen Hoch-Q-Induktivitäten profitieren kann. Die Beispiel-RF-Schaltung kann Oszillatoren, Leistungsverstärker, rauscharme Verstärker und andere Schaltung aufweisen, die teilweise oder vollständig in dem Halbleiter-Die 1806 integriert sein können.

[0138]  In einigen Aspekten kann sich die Verbindungsstruktur 1822A an der Position 1832 befinden, entfernt und getrennt von der Verbindungsstruktur 1824A. In einem weiteren Beispiel kann die Verbindungsstruktur 1822A daneben und/oder teilweise überlappend angeordnet sein, wie an Position 1830 zu sehen ist. In einigen Aspekten kann die Auswahl der Verbindungsstruktur, die an Position 1830 oder 1832 sein soll, auf der resultierenden Kopplung und gegenseitigen Induktivität, die den Verbindungsstrukturen 122A und 1824A zugeordnet sind, basieren. In diesem Fall wird, wenn die beiden Verbindungen nebeneinander und/oder teilweise überlappend angeordnet sind, eine Kopplungszone 1826 zwischen den Verbindungsstrukturen erzeugt. Eine solche Kopplungszone kann zum Konstruieren von induktiven Elementen mit hohem Q verwendet werden, die wenigstens teilweise durch die Verbindungsstrukturen, die den metallischen Säulen 1808 zugeordnet sind, implementiert sind.

[0139]  In einigen Aspekten kann seitliche Parallelkopplung (z. B. 1826) erreicht werden, wenn die Verbindungsstrukturen (z. B. 1824A und 1822A) unter Verwendung derselben Säulenschicht (oder demselben Ätzschritt) erzeugt werden oder die Verbindungsstrukturen unter Verwendung unterschiedlicher Säulenschichten erzeugt werden.

[0140]  In einigen Aspekten können mehr als zwei Verbindungsstrukturen unter Verwendung einer oder mehrerer der Schichten 1812 bis 1820, die den Säulen 1808 zugeordnet sind, gebildet werden. Zusätzlich können die Verbindungsstrukturen durch Luftspalte getrennt sein, wie in Fig. 18A dargestellt ist. Insbesondere ist die Verbindungsstruktur 1822A durch einen Luftspalt 1807 von dem Halbleiter-Die 1806 getrennt. Die Verbindungsstruktur 1822A ist außerdem von der Verbindungsstruktur 1824A durch einen weiteren Luftspalt 1809, der innerhalb der Schicht 1816 gebildet ist, getrennt.

[0141]  In einigen Aspekten kann eine Verbindungsstruktur unter Verwendung der letzten Schicht 1820 von Säulen 1808 gebildet sein. In diesem Zusammenhang wird, wenn eine Verbindungsstruktur auf der letzten Schicht 1820 angeordnet ist, die Verbindungsstruktur in direktem Kontakt mit dem Packagelaminat (das in Fig. 19 als 1902 dargestellt ist) sein, auf dem der Die angebracht ist, oder die Verbindungsstrukturen können von dem Laminat isoliert sein und können eine Schaltung direkt auf dem Die schließen.

[0142]  Fig. 18B ist eine Querschnittsansicht 1802B und eine Draufsicht 1804B eines beispielhaften Halbleiter-Dies 1806 mit metallischen Säulen 1808, die einen zweiten Typ von Verbindungsstrukturen bilden, gemäß einigen Aspekten. Der Prozess zum Erzeugen der metallisierten Säulen, der in Fig. 18B dargestellt ist, kann der gleiche sein wie der mit Bezug auf Fig. 18A beschriebene, außer dass die Verbindungsstrukturen 1822B und 1824B im Vergleich zu den Verbindungsstrukturen 1822A und 1824A andere Formen und Orte auf dem Halbleiter-Die 1806 aufweisen können.

[0143]  Bezug nehmend auf Fig. 18B können die Verbindungsstrukturen 1822B und 1824B wicklungsähnliche induktive Elemente bilden, die mit verschiedenen induktiven Implementierungen einschließlich Transformatorimplementierungen verwendet werden können. In einigen Aspekten können die Verbindungsstrukturen 1824B und 1822B Elemente innerhalb einer Primär- und/oder einer Sekundärwicklung eines Transformators sein. Zusätzlich können die Verbindungsstrukturen 1822B und 1824B teilweise oder vollständig überlappen, so dass eine Kopplungszone 1834 erzeugt wird.

[0144]  Fig. 18C ist eine Querschnittsansicht 1802C und eine Draufsicht 1804C eines Halbleiter-Dies 1806 mit metallischen Säulen, die einen dritten Typ von Verbindungsstrukturen 1822C und 1824C bilden, gemäß einigen Aspekten. Insbesondere können die Verbindungsstrukturen 1822C und 1824C auf denselben Schichten 1814 bzw. 1818 wie in Fig. 18A dargestellt angeordnet sein. Die Verbindungsstrukturen 1822C und 1824C können sich jedoch überkreuzen.

[0145]  Fig. 19 ist eine Querschnittsansicht 1900 eines Halbleiter-Dies mit metallischen Säulen, die Verbindungsstrukturen bilden, wobei die Säulen an einem Packagelaminat befestigt sind, gemäß einigen Aspekten. Insbesondere kann der Halbleiter-Die 1906 die metallischen Säulen 1908 aufweisen, die durch die Schichten 1912, 1914, 1916, 1918 und 1920 gebildet sind. Der Halbleiter-Die 1906 kann die Verbindungsstrukturen 1822A und 1824A enthalten, die wie in Fig. 18A dargestellt gebildet sind. Die metallischen Säulen 1908 können an dem Halbleiter-Die 1906 unter Verwendung von Verbindungspfaden 1910 angebracht sein. Zusätzlich können die metallischen Säulen 1808 an einem Packagelaminat 1902 unter Verwendung von Verbinderkontaktstellen 1904 angebracht sein.

[0146]  Der physikalische Raum in mobilen Vorrichtungen für drahtlose Kommunikation ist wegen der Menge der Funktionalität, die in dem Formfaktor solcher Vorrichtungen enthalten ist, sehr wertvoll. Herausfordernde Probleme treten unter anderem wegen der Notwendigkeit auf, räumliche Abdeckung abgestrahlter Funkwellen bereitzustellen und die Signalstärke aufrecht zu erhalten, wenn die mobile Vorrichtung zu unterschiedlichen Orten bewegt wird, und auch weil ein Benutzer die mobile Vorrichtung von Zeit zu Zeit anders orientieren kann, was in einigen Aspekten zu der Notwendigkeit von variierenden Polaritäten und variierender räumlicher Diversity der abgestrahlten Funkwelle zu variierenden Zeiten führt.

[0147]  Wenn Packages konstruiert werden, die Antennen aufweisen, die an Millimeterwellen- (mmWellen-) Frequenzen arbeiten, kann effizientes Verwenden des Raums dazu beitragen, Probleme wie z. B. die Anzahl benötigter Antennen, ihre Strahlungsrichtung, ihre Polarisation und ähnliche Anforderungen zu lösen. Effiziente Verwendung einer mehrschichtigen Laminatstruktur wie z. B. einer PCB, innerhalb des Gehäuses einer mobilen Vorrichtung für drahtlose Kommunikation kann effektiv durch Aufnehmen eines Hohlraums innerhalb der Laminatstruktur zum Platzieren des RFIC-Sendeempfänger-Dies und vielleicht zum Platzieren diskreter Komponenten der Vorrichtung verwendet werden. In einigen Aspekten kann der Die ein Flip-Chip-(FC-) Die sein. Die Laminatstruktur kann ein Teilsystem enthalten, in dem Antennen in der Schichtstruktur eingebettet sein können, und kann oben auf dem, unter dem und auf Seiten des Teilsystems zur größeren räumlichen Abdeckung implementiert sein.

[0148]  Fig. 20A ist eine seitliche Querschnittsansicht eines Benutzervorrichtungsteilsystems, wie es in dieser Offenbarung beschrieben ist, gemäß einigen Aspekten. Das Benutzervorrichtungsteilsystem ist als 2000 gekennzeichnet. Das Benutzervorrichtungsteilsystem 2000 kann in der RF-Schaltung 325 und in der Antennengruppenschaltung 330 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl das Benutzervorrichtungsteilsystem 2000 nicht darauf beschränkt ist.

[0149]  In einigen Aspekten enthält die Laminatstruktur 2001 einen Hohlraum 2003. Der Hohlraum, in dem die RFIC und die begleitenden Komponenten angeordnet sein können, kann durch Stapeln von Laminatschichten mit Fensteröffnungen auf anderen Laminatschichten mit dem FC-Die und diskreten Komponenten, bis der Zwischenraum gewünschter Höhe oberhalb des FC-Dies und der diskreten Komponenten erreicht ist, gebildet werden. Dann kann er mit einer oder mehreren vollständigen Schichten bedeckt werden, um den Hohlraum zu schließen, was dem Hohlraum ein „Dach“ gibt. Richtungsbegriffe wie z. B. „oben“, „unten“, „Seiten“ und „Dach“ werden hier relativ zu der Orientierung der Zeichnung verwendet. Der Hohlraum kann groß genug sein, um zu ermöglichen, dass der FC-Die und irgendwelche diskreten Komponenten in den Hohlraum passen, während er auch Herstellungskonstruktionsregeln (z. B. Montagegenauigkeit) berücksichtigt. Jedes Montagehaus kann unterschiedliche Konstruktionsregeln besitzen, die auch eine Funktion der tatsächlich beteiligten Materialien sein können. Beispielsweise könnten die Regeln für ein Bismalimidtriazin- (BT-) Laminatmaterial von denjenigen eines FR4-Laminatmaterials sehr verschieden sein.

[0150]  In einigen Aspekten ist der RFIC-Die 2006 innerhalb eines Hohlraums 2003 implementiert, und in einigen Aspekten am Boden des Hohlraums durch Lotperlen 2005 befestigt, die in einigen Aspekten Rückflusslotperlen sein können. Andere Typen von Perlen können verwendet werden, wie z. B. Thermosonic-, Thermokompressions- und adhäsiv gebondete Perlen. In einigen Aspekten dienen diese auch als die elektrische Schnittstelle des RFIC-Dies 2006 zu der auf Laminat gedruckten Schaltung. In einigen Aspekten kann nach oben gerichtetes Drahtbonden ebenfalls verwendet werden, um die RFIC mit der aufgedruckten Schaltung in dem Laminat elektrisch zu verbinden. Die diskreten Komponenten 2007 können ebenfalls in den Hohlraum aufgenommen sein, falls es für die Implementierung sinnvoll ist.

[0151]  In einigen Aspekten umgibt ein Massekäfig 2008 den Die und die diskreten Komponenten, wie nachstehend genauer beschrieben ist, der als eine Abschirmung verwendet werden kann, um die Schaltung vor Hochfrequenzstörung (RFI) und elektromagnetischer Störung (EMI) zu schützen. Die RFIC, die in dem Hohlraum platziert ist, würde in dem beschriebenen Massekäfig mit Hilfe von metallisierten Masseschichten, Masseebenen und Durchkontakierungen, die zwischen den Schichten verlaufen, eingeschlossen, um vor RFI/EMI zu schützen. Typischerweise müssen RF-Chips und Schaltungen aus dem Gesichtspunkt von RFI/EMI abgeschirmt werden, um gesetzliche Anforderungen zu erfüllen. Hier zieht die Implementierung einen Vorteil aus der Tatsache, dass die RF-Schaltung in einem Hohlraum eingebettet ist, der durch Metallisierung unter Verwendung von Schichten der Laminatvorrichtung und Durchkontakierungen wie jeweils geeignet umgeben werden kann, und so ein Faraday-Käfig gebildet wird, der eine Abschirmung bildet.

[0152]  Mit den Komponenten, die innerhalb des Hohlraums, der abgeschirmt ist, eingebettet sind, können die Antennen um die Außenseite des abgeschirmten Gehäuses wie nachstehend diskutiert implementiert sein, und dadurch wird ein Vorteil aus der Tatsache gezogen, dass diese Antennen auf oder in der PCB von mehreren Seiten eingebettet/aufgedruckt oder montiert werden können, um eine größere räumliche Abdeckung der Antennen zu ermöglichen. Aus Sicht der Antenne könnte der Abschirmungskäfig in der Laminatstruktur als die Antennenmasse oder als ein Reflektor zum Erhöhen des Antennengewinns und Erzeugen eines besser gerichteten Strahlungsmusters dienen. Zusätzlich dient der Hohlraum als ein physikalischer Schutz sowohl der RFIC selbst als auch irgendeiner anderen Schaltung innerhalb des Hohlraums.

[0153]  Die Antennenelemente 2011A bis 2011G sind gemäß einigen Aspekten innerhalb des Teilsystems implementiert. Die Antennen könnten von verschiedenen Typen sein. Beispielsweise können Patchantennen oben und unten an der Struktur implementiert sein, die nach oben bzw. nach unten weisen, mit Dipolantennen auf den Seiten, wie z. B. 2011G. Andere Antennentypen sind möglich. In einigen Aspekten könnten die Seitenantennen auf drei Seiten implementiert sein, da die freigelegten elektrischen Kontakte auf einer Seite sein könnten, wie weiter unten diskutiert ist.

[0154]  In einigen Aspekten sind die Antennenelemente 2011A-2011C nach „unten“ weisend implementiert. Die Antennenelemente 2011D-2011F sind oben auf der Struktur nach „oben“ weisend platziert. Jede der Antennen 2011A-2011G könnte mehrere Antennenelemente sein. Beispielsweise können 2011A1 bis 2011AN verwendet werden, um die Antennenelemente 2011A als N Antennenelemente zu kennzeichnen, die eine Gruppe sein können, in einigen Aspekten. Mit anderen Worten kann eine Antenne, die beispielsweise als 2011A dargestellt ist, auch eine N-Elemente-Antennengruppe sein wie z. B. 2011A-1, ... , 2011AN. Ferner können die Gruppen 2011D1-2011DN vorhanden sein. Weiterhin können die Antennenelemente in solchen Gruppen sowohl auf der Oberseite als auch der Unterseite der Laminatstruktur 2001 in unterschiedlichen Formationen verteilt sein, wie z. B. so, dass einige der Antennenelemente 2011C1-2011CN und 2011E1-2011EN eine einzige Gruppe sind.

[0155]  In einigen Aspekten kann das Antennenelement 2011G seitlich platziert sein und kann für Querstrahlung oder Längsstrahlung konfiguriert sein. Die Nomenklatur 2011G1-2011GN könnte verwendet werden, um anzugeben, dass N Antennenelemente 2011G vorhanden sind (mit Blick „in“ die Zeichenebene oder aus der Zeichenebene heraus, verdeckt durch die Schnittdarstellung), die in einer Gruppe sein können. Die Übertragungsleitungen 2009A-2009G können Leiterbahnen sein, die RF-Verbindung von der RFIC zu/von den Antennen bereitstellen. Falls die Antenne, die gespeist wird, tatsächlich eine Antennengruppe ist, beispielsweise 2011A1-2011AN, könnten die RF-Leiterbahnen, die die Gruppe speisen, eine Gruppe von RF-Leiterbahnen sein, die als 2009A1, ... , 2009AN bezeichnet sein können, in einigen Aspekten. RF-Leiterbahnen aus der RFIC können die verschiedenen Antennenelemente über die Schichtstruktur sowohl seitlich entlang einer gegebenen Schicht oder über Durchkontakierungen, um andere Schichten zu erreichen, speisen. Die RF-Leiterbahnen können Mikro-Streifen, Streifenleitungen oder andere geeignete Leiter sein. Die RF-Leiterbahnen zu den Antennen können in einigen Aspekten durch Öffnungen in dem abgeschirmten Hohlraum 2003 verlaufen. Einige Abschnitte dieser RF-Zuleitungen können innerhalb des Hohlraums und einige außerhalb sein in einigen Aspekten. Obwohl sie hier so angezeigt sind, dass sie außerhalb des Hohlraums verlaufen, können alternative Aspekte die RF-Leiterbahnen zuerst innerhalb des Hohlraums 2003, selbst vertikal, verlaufen lassen und dann durch eine Öffnung (Durchgangsloch oder seitliche Leiterbahn) in dem Abschirmungskäfig an der Oberseite (oder Seite) durchdringen, um ein Antennenelement zu erreichen. Das ist nachstehend mit zusätzlichen Einzelheiten in Bezug auf die Fig. 20B und Fig. 21 diskutiert.

[0156]  Die Schicht 2013 der mehrschichtigen Laminatstruktur gibt eine Schicht an, an der elektrische Kontakte, die die RFIC mit geeigneten Teilen des Systems zu dem Äußeren des Hohlraums elektrisch verbinden, gemäß einigen Aspekten implementiert sein können. Diese Kontakte sind nachstehend in Verbindung mit Fig. 20B diskutiert. In diesem Fall wären die elektrischen Kontakte (bei 2013 von Fig. 20A nicht gezeigt) in die Zeichenebene oder aus der Zeichenebene heraus (beispielsweise hinter der Schnittansicht verdeckt).

[0157]  Fig. 20B stellt einen Sockelteil der Laminatstruktur von Fig. 20A gemäß einigen Aspekten dar. Fig. 20B stellt den vorstehend kurz diskutierten Sockel 2021 dar. Die Schnittdarstellung von Fig. 20A ist mit Bezug auf den in Fig. 20B dargestellten Schnitt 20A-20A genommen. Die in Fig. 20B zu sehenden elektrischen Kontakte 2023 sind die gleichen elektrischen Kontakte, die wie an der Schicht 2013 in Fig. 20A diskutiert implementiert sind, in einigen Aspekten. Andere Schichten können für diese Implementierung verwendet werden.

[0158]  Der Hohlraum 2003 ist in der verdeckten Linie als innerhalb der Laminatstruktur angeordnet gezeigt, dargestellt als innerhalb des Sockels 2021 konfiguriert. Der Sockel kann als die Oberfläche für elektrische Kontakte dienen und kann als das Anschlussverfahren an eine Hauptplatine (MB), mit der die Laminatstruktur verbunden sein kann, verwendet sein. Die elektrischen Kontakte 2023 können außerdem als die Wärmeleitung von dem Teilsystem zu dem MB dienen. Die MB würde die geeigneten komplementären Kontakte aufweisen, die wie vorstehend in Bezug auf die Schicht 2013 (als ein Beispiel) von Fig. 20A diskutiert platziert sind, gemäß einigen Aspekten, so dass das Teilsystem leicht an der MB angeschlossen werden kann und geeignete Schnittstellen mit der MB bilden kann, sowohl elektrisch als auch thermisch. Die elektrischen Kontakte, die in einen geeigneten Sockel eingesteckt würden, sind in einigen Aspekten die einzige mechanische Verbindung von dem RFIC-Die zu der MB. Alternativ könnten diese direkt durch Löten an der MB mit den geeigneten komplementären Kontakten angeschlossen sein. Allgemein benötigt Wärme ein gutes Metall zum Leiten, und diese freigelegten elektrischen Kontakte 2023 können auch als der Wärmesenkenpfad dienen, der Wärme aus dem Die innerhalb des Hohlraums entlang der Metallisierung der Streckenführung zieht, in vielen Fällen unter Verwendung der Masseschichten der mehrschichtigen Struktur, in einigen Aspekten. Obwohl auch eine bestimmte Wärmemenge durch das PCB-Material geleitet wird, ist dieser Typ des Wärmeaustauschs nicht so effizient wie die metallisierten Kontakte zur Wärmeübertragung.

[0159]  Wie vorstehend kurz diskutiert, können die RF-Leiterbahnen, die die Antennen speisen, durch Öffnung in dem abgeschirmten Hohlraum 2003 verlaufen. Einige Abschnitte dieser RF-Zuleitungen können innerhalb des Hohlraums und einige außerhalb sein. Obwohl sie hier so angezeigt sind, dass sie außerhalb des Hohlraums verlaufen, können alternative Aspekte die RF-Leiterbahnen zuerst innerhalb des Hohlraums 2003, selbst vertikal, verlaufen lassen und dann durch eine Öffnung (Durchgangsloch oder seitliche Leiterbahn) in dem Abschirmungskäfig an der Oberseite (oder der Seite) dringen, um ein Antennenelement zu erreichen, gemäß einigen Aspekten. Das ist in den Fig. 21 und Fig. 22 zu sehen. Fig. 21 stellt RF-Zuleitungen innerhalb des Hohlraums der Laminatstruktur von Fig. 20A gemäß einigen Aspekten dar. Der Hohlraum 2103 ist ähnlich dem Hohlraum 2003 in der Laminatstruktur von Fig. 20A. Die Masseebenenschicht 2113, die die Abschirmung 2108 an Masse legen kann, ist eine Masseschicht oben auf der in der Zeichnung dargestellten Struktur, wie Kontakt mit vertikalen Durchkontakierungen, die zur Verdeutlichung nicht gezeigt sind, herstellen. Die Masseschicht 2108 ist in einer gepunkteten Linie dargestellt, um ihr Vorhandensein in der dargestellten Laminatstruktur anzugeben.

[0160]  In einigen Aspekten befinden sich vertikale Masse-Vias 2110 um die Umfangsfläche des Hohlraums 2103 und können Teil des vorstehend diskutierten Faraday-Käfigs sein. Die RF-Leiterbahnen 2109A, 2109B, 2109C, 2109D und 2109E sind elektrisch verbunden mit dem RFIC-Die 2106 konfiguriert, der unterhalb der Masseebene auf einer weiteren Schicht innerhalb des Hohlraums 2103 sein kann. Die RF-Leiterbahnen enthalten RF-Zuleitungen für Antennen, die auf oder innerhalb der Laminatstruktur 2001 von Fig. 20A konfiguriert sind. Die RF-Leiterbahnen 2009A, 2009B und 2009C können innerhalb des Hohlraums 2003 verlaufen und können seitlich aus dem Massekäfig (beschrieben in Fig. 20A) zwischen den Durchkontakierungen heraustreten, um die Antennenelemente 2011A, 2011B und 2011C zu speisen, gemäß einigen Aspekten.

[0161]  Diese Antennenelemente 2011A, 2011B und 2011C können Querstrahlungs-Antennenelemente sein, die in einem Beispiel als Dipole dargestellt sind. Die RF-Leiterbahnen 2109D und 2109E durchdringen die Masseabschirmung unter Verwendung der Durchkontakierungen 2112D und 2112E gemäß einigen Aspekten. Das ist in Fig. 22 deutlicher zu sehen. Fig. 22 stellt RF-Zuleitungsleiterbahnen, die vertikal durch die Masseebenenschicht verlaufen, gemäß einigen Aspekten dar. Die RF-Leiterbahnen 2209D und 2209E durchdringen die Masseebenenschicht mit Hilfe von Löchern oder Öffnungen 2212D2, 2212E2 in der Metallisierung, um der Signal-Via zu ermöglichen, hindurch zu gehen, um von dem Die 2206 zu den Antennen oder Antennenelementen 2211D bzw. 2211E zu reichen (in einigen Aspekten mit Hilfe der Durchkontakierungen 2212D1 und 2212E1). Die Antennen oder Antennenelemente 2211D und 2211E sind mit gepunkteten Linien gezeigt, um anzugeben, dass sie auf einer geeigneten Ebene der Laminatstruktur 2001 sein können, gemäß einigen Aspekten. Die Antennen oder Antennenelemente 2211D und 2211E sind als Patchantennen dargestellt, können jedoch irgendein/e geeignete/s Antenne oder Antennenelement sein. Die Durchkontakierungen 2212D1 und 2212E1 sind übergroß dargestellt, um anzugeben, dass jede mit der geeigneten Ebene der Laminatstruktur 2001 verbinden kann, um die Antennen 2211D und 2211E zu speisen, entweder direkt oder in einigen Aspekten über eine zusätzliche RF-Leiterbahn, die die Durchkontakierung mit der Antenne verbindet.

[0162]  RF-Kommunikationssysteme nutzen häufig Teilsysteme (z. B. spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCOs), Leistungsverstärker, Sendeempfänger, Modems und so weiter), die auf einem Halbleiter-Die gebildet sind. Häufig weist der gepackte Chip einen begrenzten Raum auf, um Antennenelemente aufzunehmen, insbesondere in Fällen, in denen mehrere Typen von Signalkommunikationssystemen auf einem einzelnen Chip implementiert sind.

[0163]  Fig. 23 stellt mehrere Ansichten eines Halbleiter-Packages 2300 mit mmWellen-Antennen und einer Nahbereichskommunikations- (NFC-) Antenne am gleichen Ort gemäß einigen Aspekten dar. Das Halbleiter-Package 2300 kann in die Antennengruppenschaltung 330 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl das Halbleiter-Package 2300 nicht darauf eingeschränkt ist.

[0164]  Bezug nehmend auf Fig. 23 kann das Halbleiter-Package 2300 auf einem PCB-Substrat 2302 implementiert sein. Das PCB-Substrat kann eine Komponentenseite 2302A und eine gedruckte Seite 2302B aufweisen. In einigen Aspekten kann die Komponentenseite 2302A eine oder mehrere Schaltungen (oder Teilsysteme) enthalten, die Signalverarbeitungsfunktionalitäten ausführen. Beispielsweise kann die Komponentenseite 2302A ein RF-Frontend-Modul (RFEM) 2310 und ein Basisbandteilsystem (BBS) 2312 aufweisen. Das RFEM 2310 und das BBS 2312 sind in Fig. 26 bzw. Fig. 27 genauer dargestellt. In einigen Aspekten kann das PCB-Substrat auch das Nahbereichskommunikations-(NFC-) Teilsystem 2318, das konfiguriert sein kann, NFC-Signale zu empfangen und zu senden, aufweisen.

[0165]  In einigen Aspekten kann das RFEM 2310 geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code aufweisen und kann konfiguriert sein, ein oder mehrere Zwischenfrequenz- (IF-) Signale, die durch das BBS 2312 erzeugt werden, zum Senden unter Verwendung einer phasengesteuerten Antennengruppe zu verarbeiten. Das RFEM 2310 kann außerdem konfiguriert sein, ein oder mehrere RF-Signale über die phasengesteuerte Antennengruppe zu empfangen und die RF-Signale in IF-Signale zur weiteren Verarbeitung durch das BBS 2312 umzusetzen.

[0166]  In einigen Aspekten kann das RFEM 2310 konfiguriert sein, mmWellen-Signale in einem oder mehreren mmWellen-Bändern zu verarbeiten. Zusätzlich kann die phasengesteuerte Antennengruppe (oder eine Teilmenge der phasengesteuerten Antennengruppe) als Antennengruppe 2316 auf der gedruckten Seite 2302B des PCB-Substrats 2302 implementiert sein. Obwohl vier Patchantennen als die phasengesteuerte Antennengruppe 2316 dargestellt sind, ist die Offenbarung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt, und andere Typen (und eine andere Anzahl) von Antennen können als die phasengesteuerte Antennengruppe 2316 verwendet werden. Zusätzlich kann die phasengesteuerte Antennengruppe 2316 verwendet werden, um mmWellen-Signale oder andere Typen drahtloser Signale zu senden und zu empfangen.

[0167]  In einigen Aspekten kann sich die phasengesteuerte Antennengruppe 2316 am gleichen Ort wie eine Nahbereichskommunikations-(NFC-) Antenne 2314 befinden. Wie in Fig. 23 zu sehen ist, kann die NFC-Antenne 2314 als ein Induktivitätselement, das um die phasengesteuerte Antennengruppe 2316 angeordnet ist, auf der gedruckten Seite 2302B des PCB-Substrats 2302 implementiert sein. In einigen Aspekten kann die NFC-Antenne 2314 mehrere Induktivitätselemente (z. B. eine mehrschichtige Induktivität) aufweisen, die sich am gleichen Ort mit der phasengesteuerten Antennengruppe 2316 befinden können.

[0168]  In einigen Aspekten können das RFEM 2310 und das BBS 2312 zum Verarbeiten drahtloser Signale in Verbindung mit einem oder mehreren Drahtlos-Standards oder Protokollen in einem oder mehreren Kommunikationsnetzen verwendet werden. Beispiele für Kommunikationsnetze können unter anderen ein lokales Netz (LAN), ein Weitbereichsnetz (WAN), ein Paketdatennetz (z. B. das Internet), Mobiltelefonnetze (z. B. zellulare Netze), herkömmliche Telefonnetze (POTS-Netze) und drahtlose Datennetze (z. B. Netze, die die Standard-Familie 802.11 des „Institute of Electrical and Electronics Engineers“ (IEEE) verwenden, bekannt als Wi-Fi®, die IEEE 802.16-Standard-Familie, bekannt als WiMax®, die IEEE 802.15.4-Standard-Familie, eine Langzeitentwicklungs- (LTE-) Standard-Familie, 5G-Drahtloskommunikationsstandards oder -protokolle (die Kommunikation in dem 28 GHz-, 37 GHz- und 39 GHz-Kommunikationsbändern enthalten), eine Standard-Familie des universellen Mobiltelekommunikationssystems (UMTS), Peer-to-Peer-Netze (P2P) enthalten.

[0169]  Fig. 24 stellt ein Hochfrequenz-Frontend-Modul (RFEM) mit einer phasengesteuerten Antennengruppe gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 24 ist das RFEM 2310 unter Verwendung einer beispielhaften phasengesteuerten Antennengruppe, die auf beiden Seiten des PCB-Substrats 2302 implementiert ist, dargestellt. Insbesondere kann die phasengesteuerten Antennengruppe 2400 erste mehrere Antennen 2402 - 2408, zweite mehrere Antennen 2410 - 2414, dritte mehrere Antennen 2416 - 2422, vierte mehrere Antennen 2424 - 2428, fünfte mehrere Antennen 2432 und sechste mehrere Antennen 2434 aufweisen.

[0170]  In einigen Aspekten können die Antennen 2402 bis 2428 und 2432 auf einer Seite des PCB-Substrats 2302 angeordnet sein. Die sechsten mehreren Antennen 2434 können auf einer entgegengesetzten Seite des PCB-Substrats 2302 (z. B. ähnlich der in Fig. 23 dargestellten Antennengruppe 2316) angeordnet sein. In einigen Aspekten können die ersten, zweiten, dritten und vierten mehreren Antennen 2402 - 2428 entlang der vier entsprechenden Kanten des PCB-Substrats 2302 angeordnet sein (wie in Fig. 24 zu sehen ist). Die fünften mehreren Antennen 2432 können in einem Bereich angeordnet sein, der von den Kanten des PCB-Substrats 2302 entfernt ist. Das PCB-Substrat 2302 kann außerdem einen Verbindungsanschluss 2430 aufweisen, der als Speiseleitung für die phasengesteuerte Antennengruppe 2400 verwendet werden kann. In diesem Zusammenhang kann die phasengesteuerte Antennengruppe, die die Antennen 2402 - 2428, 2432 und 2434 aufweist, Signalabdeckung in einer Nord-, Süd-, West-, Ost-, Aufwärts- und Abwärts-Richtung relativ zu dem PCB-Substrat 2302 bereitstellen.

[0171]  In einigen Aspekten kann die phasengesteuerte Antennengruppe, die die Antennen 2402 - 2428, 2432 und 2434 aufweist, unterschiedliche Typen von Antennen wie z. B. Dipolantennen und Patchantennen aufweisen. In einigen Aspekten kann die phasengesteuerte Antennengruppe auch unter Verwendung anderer Typen von Antennen implementiert sein. In einigen Aspekten können eine oder mehrere der Antennen der phasengesteuerten Antennengruppe 2400 als Teil des RFEM 2310 implementiert sein. Zusätzlich kann das PCB-Substrat 2302 eine NFC-Antenne (in Fig. 24 nicht dargestellt) aufweisen, die sich am gleichen Ort mit einer oder mehreren der Antennen der phasengesteuerten Antennengruppe 2400 befinden kann. Beispielsweise kann sich die NFC-Antenne am gleichen Ort mit den Antennen 2434 auf derselben Seite des PCB-Substrats 2302 befinden.

[0172]  Fig. 25 stellt beispielhafte Orte eines RFEM in einer mobilen Vorrichtung gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 25 ist eine mobile Vorrichtung 2500 dargestellt, die mehrere RFEMs 2502 aufweist. Jedes RFEM 2502 kann eine NFC-Antenne und eine mmWellen-Antenne einer phasengesteuerten Gruppe aufweisen, wie z. B. in Fig. 23 dargestellt ist. Wie in Fig. 25 zu sehen ist, kann jedes RFEM 2502 entfernt von der Bildschirmfläche (z. B. in einer Einfassungsfläche) sein, so dass die Antennenabdeckung in Fällen, in denen ein anderes RFEM durch eine menschliche Hand abgedeckt ist, aus einem RFEM bereitgestellt wird.

[0173]  Fig. 26 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften RFEM gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 26 ist das RFEM 2310 mit dem BBS 2612 über ein Koax-Kabel 2612 gekoppelt. Das RFEM 2610 kann eine phasengesteuerte Antennengruppe 2602, einen RF-Empfänger 2604, einen RF-Sender 2606, einen LO-Generator 2608, einen Triplexer 2610 und einen Schalter 2603 aufweisen. Der RF-Empfänger 2604 kann mehrere Leistungsverstärker 2616, mehrere Phasenschieber 2618 und einen Addierer 2620 und einen Verstärker 2622 und einen Verstärker 2626 und einen Multiplizierer 2624 aufweisen. Der RF-Sender 2606 kann einen Multiplizierer 2638, die Verstärker 2636 und 2640, einen Addierer 2634, mehrere Phasenschieber 2632 und mehrere Verstärker 2630 aufweisen. Das RFEM 2310 kann ferner die Zwischenfrequenz-(IF-) Verstärker 2627 und 2641 aufweisen.

[0174]  In einer beispielhaften Empfangsoperation kann der Schalter 2603 Empfängerkettenverarbeitung aktivieren. Die phasengesteuerte Antennengruppe 2602 kann zum Empfangen von mehreren Signalen 2614 verwendet werden. Die Empfangssignale 2614 können durch die Verstärker 2616 verstärkt werden, und die Phase kann durch die entsprechenden Phasenschieber 2618 angepasst werden. Jeder der Phasenschieber 2618 kann ein separates Phasenanpassungssignal (in Fig. 26 nicht dargestellt) von einer Steuerschaltung empfangen, wobei die einzelnen Phasenanpassungssignale auf einer gewünschten Signalrichtungsabhängigkeit basieren, wenn die über die phasengesteuerte Antennengruppe 2602 empfangenen Signale verarbeitet werden. Die phasenangepassten Signale an dem Ausgang der Phasenschieber 2618 können durch den Addierer 2620 summiert und dann durch den Verstärker 2622 verstärkt werden. Der LO-Generator 2608 kann ein LO-Signal erzeugen, das durch den Verstärker 2626 verstärkt und dann mit der Ausgabe des Verstärkers 2622 unter Verwendung des Multiplizierers 2624 multipliziert werden kann, um ein IF-Ausgabesignal zu erzeugen. Das IF-Ausgabesignal kann durch den Verstärker 2627 verstärkt werden und dann zu dem BBS 2312 über den Triplexer 2610 und das Koax-Kabel 2612 kommuniziert werden.

[0175]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann der Schalter 2603 Senderkettenverarbeitung aktivieren. Das RFEM 2310 kann ein IAF-Signal von dem BBS 2312 über das Koax-Kabel 2612 und den Triplexer 2610 empfangen. Das IAF-Signal kann durch den Verstärker 2641 verstärkt und dann zu dem Multiplizierer 2638 kommuniziert werden. Der Multiplizierer 2638 kann ein Aufwärtsumsetzungs-LO-Signal von dem LO-Generator 2608 und dem Verstärker 2640 empfangen. Das verstärkte LO-Signal wird durch den Multiplizierer 2638 mit dem empfangenen IF-Signal multipliziert. Das multiplizierte Signal wird dann durch den Verstärker 2636 verstärkt und zu dem Addierer 2634 kommuniziert. Der Addierer 2634 erzeugt mehrere Kopien des verstärkten Signals und kommuniziert die Signalkopien zu den mehreren Phasenschiebern 2632. Die mehreren Phasenschieber 2632 können unterschiedliche Phasenanpassungssignale anwenden, um mehrere phasenangepasste Signale zu erzeugen, die durch die mehreren Verstärker 2630 verstärkt werden können. Die mehreren Verstärker 2630 erzeugen mehrere Signale 2628 zum Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 2602.

[0176]  In einigen Aspekten kann der LO-Generator 2608 für das Verarbeiten drahtloser mmWellen-Signale (oder anderer Typen von Signalen) durch das RFEM 2310 und das Verarbeiten von NFC-Signalen durch das NFC-Teilsystem 2318 gemeinsam verwendet werden. Beispielsweise kann das NFC-Teilsystem 2318 dieses LO-Erzeugungssignal an dem Ausgang des LO-Generators 2608 (nach seinem Aufteilen) je nach Bedarf zur Aufwärtsumsetzung oder Abwärtsumsetzung verwenden. In einem weiteren Beispiel kann das NFC-Teilsystem 2318 das LO-Erzeugungssignal zur direkten Erzeugung der NFC-Daten unter Verwendung des LO-Signals (z. B. durch Multiplizieren des LO-Signals mit den NFC-Daten) verwenden.

[0177]  In einigen Aspekten können andere Schaltungen/Teilsysteme innerhalb des RFEM 2310 oder des BBS 2312 mit dem NFC-Teilsystem 2318 gemeinsam verwendet werden. Beispielsweise können das RFEM 2310 oder das BBS 2312 eine Leistungsmanagementeinheit (PMU) (nicht dargestellt) aufweisen, die mit dem NFC-Teilsystem 2318 gemeinsam verwendet werden kann. In einigen Aspekten kann die PMU ein DC-zu-DC-Teilsystem (z. B. DC-Regulierer), Spannungsregulierer, Bandabstandsspanungsreferenz und Stromquellen und so weiter aufweisen, die mit dem NFC-Teilsystem 2318 gemeinsam verwendet werden können.

[0178]  Selbst wenn der RF-Empfänger 2604 und der RF-Sender 2606 so dargestellt sind, dass sie Zwischenfrequenz- (IF-) Signale ausgeben bzw. empfangen, ist diese Offenbarung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt. Insbesondere können der RF-Empfänger 2604 und der RF-Sender 2606 konfiguriert sein, RF-Signale auszugeben bzw. zu empfangen (z. B. Super-Überlagerungs- oder Direktumsetzungs-Architektur).

[0179]  Fig. 27 ist ein Blockdiagramm eines Medienzugangssteuerungs-(MAC-) / Basisband- (BB-) Teilsystem gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 27 kann das BBS 2312 einen Triplexer 2702, einen IF-Empfänger 2704, ein Modem 2724, einen Kristalloszillator 2730, einen Synthesizer 2728 und einen Teiler 2726 aufweisen. Der Synthesizer 2728 kann ein Signal aus dem Kristalloszillator 2730 verwenden, ein Taktsignal erzeugen, das durch den Teiler 2726 aufgeteilt werden kann, um ein Ausgabetaktsignal zur Kommunikation zu dem RFEM 2310 zu erzeugen. In einigen Aspekten kann das erzeugte Taktsignal eine Frequenz von 1,32 GHz aufweisen.

[0180]  Der IF-Empfänger 2704 kann einen Verstärker 2708, Mischer 2710, Filter 2712 und ADC-Blöcke 2714 aufweisen. Der IF-Sender 2706 kann DAC-Blöcke 2722, Tiefpassfilter 2720, Mischer 2718 und einen IF-Verstärker 2716 aufweisen.

[0181]  In einer beispielhaften Empfangsoperation wird ein IF-Signal von dem RFEM 2310 über den Triplexer 2702 empfangen und wird durch den Verstärker 2708 verstärkt. Das verstärkte IF-Signal kann durch die Mischer 2710 auf Basisbandsignale abwärtsumgesetzt werden, dann durch die Tiefpassfilter 2712 gefiltert und durch die ADC-Blöcke 2714 in ein digitales Signal umgesetzt werden, bevor es durch das Modem 2724 verarbeitet wird.

[0182]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann ein digitales Signal, das durch das Modem 2724 ausgegeben wird, durch die DAC-Blöcke 2722 in analoge Signale umgesetzt werden. Die analogen Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 2720 gefiltert und dann durch die Mischer 2817 in ein IF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das IF-Signal wird dann durch den IF-Verstärker 2716 verstärkt und dann über den Triplexer 2702 und das Koax-Kabel 2612 zu dem RFEM 2310 gesendet.

[0183]  In einigen Aspekten kann das Koax-Kabel verwendet werden, um IF-Signale oder RF-Signale zu kommunizieren (z. B. RF-über-Koax- oder RFoC-Kommunikation). In diesem Zusammenhang können ein oder mehrere Teilsysteme zum Verarbeiten von IF- oder RF-Signalen zwischen dem RFEM 2310 und dem BBS 2312 zur zusätzlichen Signalverarbeitung angeordnet sein.

[0184]  In einigen Aspekten können sich das RFEM 2310, das BBS 2312, das NFC-Teilsystem 2318, die phasengesteuerte Antennengruppe 2316 und die NFC-Antenne 2314 innerhalb desselben Package befinden, oder es kann eine verteilte Herangehensweise verwendet werden, wobei ein oder mehrere Teilsysteme auf einem separaten Package implementiert sein können.

[0185]  Fig. 28 ist ein Diagramm einer beispielhaften NFC-Antennenimplementierung gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 23 und Fig. 28 kann das RFEM 2310, da es mit der Antennengruppe 2316 und der NFC-Antenne 2314 am gleichen Ort implementiert ist, außerdem eine Signalabschirmungsabdeckung 2802 aufweisen. In einigen Aspekten kann die NFC-Antenne 2314 auf der Signalabschirmungsabdeckung 2802 angeordnet sein. Wie in Fig. 28 zu sehen ist, kann die NFC-Antenne 2314 als eine Induktionsspule 2808 implementiert sein. Insbesondere kann der folgende Stapel auf die Signalabschirmungsabdeckung 2802 angewandt sein: ein Polyesterband 2814, eine Magnetfolie 2812 und ein Klebeband 2810, die Induktionsspule 2808, ein Basisfilm 2806 und ein Klebeband 2804 Obwohl Fig. 28 einen spezifischen Bandstapel darstellt, der die Spule 2808 enthält, ist die Offenbarung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt, und andere Aspekte einer NFC-Antenne, die mit einer phasengesteuerten Millimeterwellen-Antennengruppe am gleichen Ort ist, sind ebenfalls möglich, und andere Typen von Schichten/Folien und Schicht-Reihenfolge können anstelle der Schichten und der Reihenfolge, die in Fig. 28 dargestellt sind ebenfalls verwendet werden.

[0186]  Fig. 29 stellt mehrere Ansichten einer Halbleiterbaugruppe mit mmWellen-Antennen und einer Nahbereichskommunikations- (NFC-) Antenne am gleichen Ort auf mehreren PCB-Substraten gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 29 kann das Package 2902 mehrere PCB-Substrate aufweisen. Beispielsweise kann das Package 2902 ein erstes Substrat 2904 und ein zweites Substrat 2906 aufweisen. Das erste Substrat 2904 kann eine erste Seite 2904A (z. B. eine bedruckte Seite) und eine zweite Seite 2904B (z. B. eine Komponentenseite) aufweisen. Die Komponentenseite 2904B kann eine oder mehrere Komponenten 2908 aufweisen, wie z. B. ein RFEM (z. B. 2310), ein BBS (z. B. 2312) und ein NFC-Teilsystem (z. B. 2318). Die bedruckte Seite 2904A kann eine phasengesteuerte Antennengruppe 2910 aufweisen. Beispielsweise kann die phasengesteuerte Antennengruppe 2910 durch das auf der Komponentenseite 2904B implementierte RFEM verwendet werden. In einigen Aspekten kann die bedruckte Seite 2904A eine NFC-Antenne 2914 am gleichen Ort enthalten. Die NFC-Antenne 2914 kann als die NFC-Antenne 2914A (neben der phasengesteuerten Antennengruppe 2910) oder als NFC-Antenne 2914B, die um die phasengesteuerte Antennengruppe 2910 angeordnet ist, implementiert sein.

[0187]  In einigen Aspekten kann eine Teilmenge der phasengesteuerten Antennengruppe, die durch das RFEM verwendet wird, das auf dem Substrat 2904 implementiert ist, auf dem zweiten Substrat 2906 angeordnet sein. Beispielsweise kann, wie in Fig. 29 zu sehen ist, das Substrat 2906 eine phasengesteuerte Antennengruppe 2912 aufweisen. Sowohl die phasengesteuerte Antennengruppe 2910 als auch die phasengesteuerte Antennengruppe 2912 kann Antennen mit horizontaler und/oder vertikaler Polarisation aufweisen. In einigen Aspekten kann das zweite Substrat 2906 eine NFC-Antenne 2914C am gleichen Ort aufweisen, die neben der phasengesteuerten Antennengruppe 2912 angeordnet sein kann. Alternativ kann die NFC-Antenne als Antenne 2914D implementiert sein, die eine Induktivität ist, die um die phasengesteuerte Antennengruppe 2912 angeordnet ist.

[0188]  In einigen Aspekten kann das erste Substrat 2904 Lotperlen 2916 enthalten, die zur Kopplung zwischen dem ersten Substrat 2904 und dem zweiten Substrat 2906 verwendet werden können.

[0189]  Funksenderempfänger der phasengesteuerten Gruppe können in Millimeterwellenfunkkommunikationsschaltungen verwendet werden, um den Antennengewinn zu erhöhen, um die signifikante Streckendämpfung zu adressieren, die einer kleineren Antennenapertur an diesen Frequenzen zugeordnet ist. Die Funksenderempfänger der phasengesteuerten Gruppe nutzen jedoch einen Rekombinationspunkt, an dem die Summe aller Empfänger- (oder Sender-) Signale der phasengesteuerten Gruppe miteinander kombiniert werden. Dieser Kombinationsknoten ist häufig ein Engpass in Empfängern der phasengesteuerten Gruppe hinsichtlich der Leistungsfähigkeit und Komplexität. Zusätzlich kann es in Anwendungen, in denen eine andere Größe der phasengesteuerten Gruppe erwünscht ist, notwendig sein, dass der Kombinationsknoten neu konstruiert wird, was die Konstruktionskomplexität signifikant erhöht und ein Hindernis für die Skalierbarkeit phasengesteuerter Gruppen ist.

[0190]  Fig. 30 ist ein Blockdiagramm eines phasengesteuerten RF-Gruppensystems, das Strahlformen durch Phasenverschiebung und Kombinieren der Signale in RF implementiert, gemäß einigen Aspekten. Das dargestellte phasengesteuerte RF-Gruppensystem kann in die RF-Schaltung 325 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl das phasengesteuerte RF-Gruppensystem nicht darauf beschränkt ist.

[0191]  Bezug nehmend auf Fig. 30 ist ein Funk-Sendeempfänger 3000 einer phasengesteuerten Gruppe dargestellt. Der Sendeempfänger arbeitet durch Modifizieren der Verstärkung und einer Phase jedes empfangenen Elements auf eine solche Weise, dass ein gesendetes (oder empfangenes) Signale aus der kohärenten Vektorsumme mehrerer (in der Amplitude) schwächerer Signale gebildet wird. Der Sendeempfänger 3000 arbeitet als phasengesteuertes RF-Gruppensystem. Insbesondere weist der Sendeempfänger 3000 die Anzahl N von Sender/Empfänger-Ketten auf, die die Antennen 3002_1 - 3002_N, die Verstärker 3004_1 - 3004_N, die Phasenschieber 3006_1 - 3006_N, die Verstärker mit variabler Verstärkung 3008_1 - 3008_N, einen Addierer (oder Kombinierer) 3010, einen Mischer 3012, ein Filter 3016 und einen Analog/Digital-Umsetzer (ADC) 3018 aufweisen. In Fällen, in denen Signale zum Senden verarbeitet werden, kann der Block 3018 ein Digital/Analog-Umsetzer sein.

[0192]  Im Betrieb werden sowohl die Phasenschieber 3006 1 - 3006 N als auch die Verstärker mit variabler Verstärkung 3008_1 - 3008_N verwendet, um jedes gesendete oder empfangene Signal anzupassen. Die Vorteile des phasengesteuerten RF-Gruppensystems in Fig. 30 sind Einfachheit, da nur ein Mischer und eine Basisbandkette benötigt werden können. Nachteile des phasengesteuerten RF-Gruppensystems in Fig. 30 können das Fehlen der Skalierbarkeit (Hinzufügen mehrerer Pfade an RF-Frequenzen bildet einen Bandbreitenengpass), hinzugefügter Rauschfaktor in dem Empfänger (da eine rauschbehaftete phasengesteuerte Gruppe und Verstärker mit variabler Verstärkung nahe den Antennen hinzugefügt sind) und hinzugefügter Energieverbrauch (die Phasen- und Verstärkungsanpassungsblöcke arbeiten mit Millimeterwellenfrequenzen und können zusätzlichen Signalverlust hinzufügen).

[0193]  Fig. 31 ist ein Blockdiagramm eines phasengesteuerten Gruppensystems, das Strahlformen durch Phasenverschieben des lokalen Oszillators (LO) und Kombinieren der analogen Signale im IF/Basisband implementiert, gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 31 ist ein Funk-Sendeempfänger 3100 einer phasengesteuerten Gruppe dargestellt, der als ein phasenverschiebendes phasengesteuertes Gruppensystem mit lokalem Oszillator (LO) konfiguriert ist. Der Sendeempfänger 3100 kann die Antennen 3102_1 - 3102_N, die Verstärker 3104_1 - 3104_N, die Verstärker mit variabler Verstärkung 3106_1 - 3106_N, die Mischer 3108_1 - 3108_N, die Phasenschieber 3110_1 - 3110_N, einen Addierer (oder Kombinierer) 3114, ein Filter 3116 und einen ADC 3118 aufweisen. Wie in Fig. 31 zu sehen ist, verwendet das phasengesteuerte Gruppensystem 3100 mit LO Verstärker mit variabler Verstärkung in dem Signalpfad, die Phasenschieber 3110 werden jedoch innerhalb des Pfads des lokalen Oszillators verwendet, um die Phase des LO-Signals 3112 zu verschieben. Der Vorteil dieser Topologie gegenüber dem phasengesteuerten RF-Gruppensystem von Fig. 30 ist ein reduziertes Rauschprofil. Das phasengesteuerte Gruppensystem 3100 mit LO verwendet jedoch mehr Mischer. Zusätzlich kann das Lenken von LO-Signalen, die an Millimeterwellenfrequenzen arbeiten, schwierig sein.

[0194]  In einigen Aspekten kann das phasengesteuerte Gruppensystem 3100 mit LO konfiguriert sein, die Phasenverschiebung unter Verwendung aller digitalen PLLs (ADPLLs) auszuführen, und die Phasenverschiebung kann digital innerhalb der ADPLL-Schleife erreicht werden. Das kann die Notwendigkeit von RF-Phasenschiebern eliminieren, die hinsichtlich des Energieverbrauchs aufwändig sind und Verzerrung und Einfügungsverlust in die Signalpfade einführen. Phasenverschiebung innerhalb des ADPLL entfernt außerdem die Notwendigkeit eines expliziten Phasenschiebers, der auf dem LO-Signalpfad hinzugefügt wird.

[0195]  Fig. 32 ist ein Blockdiagramm eines phasengesteuerten Gruppensystems mit digitaler Phasenverschiebung und Kombinieren gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 32 ist ein digitales phasengesteuertes Gruppensystem 3200 dargestellt. Der Sendeempfänger 3200 kann die Antennen 3202A - 3202N, die Verstärker 3204A - 3204N, die Verstärker mit variabler Verstärkung 3206A - 3206N, die Mischer 3208A - 3208N, die Filter 3212A - 3212N, die ADCs 3214A - 3214N und einen Addierer 3216 aufweisen.

[0196]  Wie in Fig. 32 zu sehen ist, ist die gesamte Sendeempfängerkette für jede Antenne repliziert, einschließlich der Datenumsetzer 3214A - 3214N. Die Signalphasenanpassung und die Signalkombination können auf der digitalen Signalausgabe 3218 nach dem Addierer 3216 ausgeführt werden. Das Ausführen der Kombination der phasengesteuerten Gruppe in der digitalen Domäne kann jedoch zu einer Zunahme der Komplexität und des Energieverbrauchs führen. Ein Vorteil des digitalen phasengesteuerten Gruppensystems 3200 ist seine Fähigkeit, mehrere Benutzer gleichzeitig zu unterstützen, wobei jeder Benutzer den Vorteil aus dem Gewinn der vollständigen Antennengruppe zieht, durch Erzeugen getrennter digitaler Ströme, von denen jeder mit einer unterschiedlichen Menge von Strahlformungskoeffizienten (sowohl Gewinn als auch Phase) erzeugt wird.

[0197]  In den in den Fig. 30-32 dargestellten beispielhaften Sendeempfängern wird ein Rekombinationspunkt verwendet, an dem die Summe aller Empfänger- (oder Sender-) Signale der phasengesteuerten Gruppe mit unterschiedlichen Amplitudengewichtungen und/oder Phasenverschiebungen miteinander kombiniert werden. Dieser Kombinationsknoten kann häufig ein Engpass in Empfängern der phasengesteuerten Gruppe hinsichtlich der Leistungsfähigkeit und Komplexität sein. Zusätzlich kann, falls eine unterschiedliche Größe der phasengesteuerten Gruppe erwünscht ist, der Kombinationsknoten neu konstruiert werden, was die Konstruktionskomplexität des Sendeempfängers signifikant erhöhen kann und die Skalierbarkeit der Gruppe wesentlich einschränkt.

[0198]  In einigen Aspekten kann eine skalierbare Architektur des Funk-Sendeempfängers der phasengesteuerten Gruppe verwendet werden, wie hier diskutiert, die die Skalierbarkeits- und Komplexitäts-Probleme, die den in den Fig. 30-32 dargestellten Sendeempfängern zugeordnet sind, verringert. Die skalierbare Architektur des Funk-Sendeempfängers der phasengesteuerten Gruppe kann mehrere Sendeempfängerkacheln (oder Zellen) verwenden, die die Wiederverwendbarkeit dieser Architektur für mehrere Anwendungen und Produkte unterstützt und die Zeit bis zur Markteinführung reduziert. Zusätzlich ist die vorgeschlagene skalierbare Architektur des Funk-Sendeempfängers der phasengesteuerten Gruppe selbstkonfigurierend, was die Programmierbarkeit der Sendeempfängervorrichtung vereinfacht. Die skalierbare Architektur des Funk-Sendeempfängers der phasengesteuerten Gruppe kann mehrere Betriebsarten unterstützen, die einen besseren Gewinn der phasengesteuerten Gruppe oder geringen Energieverbrauch optimiert für den spezifischen Anwendungsfall ermöglichen, wie hier nachstehend diskutiert ist.

[0199]  Fig. 33 ist ein Blockdiagramm eines Sendeempfängerzellenelements, das in einer skalierbaren Architektur des Funk-Sendeempfängers der phasengesteuerten Gruppe gemäß einigen Aspekten verwendet werden kann. Bezug nehmend auf Fig. 33 kann die Sendeempfängerzelle (TRX) 3300 die Sender- (TX) Schaltung 3302, die Empfänger- (RX) Schaltung 3304, eine Schaltung eines lokalen Oszillators (LO) 3306, eine digitale Schaltung (DIG) 3308, eine Eingabe/Ausgabe- (I/O) Schaltung 3310 und eine Phasenanpassungsschaltung 3312 aufweisen. In einigen Aspekten kann eine Gruppe von Multiplexern und Demultiplexern auf den vier Rändern 3320 - 3326 der Sendeempfängerzelle 3300 gekachelt sein, um Kommunikation mit benachbarten Zellen zu ermöglichen. Die vier Ränder der Sendeempfängerzelle 3300 können als ein Nord- (N-) Rand 3320, ein Ost- (E-) Rand 3322, ein Süd- (S-) Rand 3324 und ein West- (W-) Rand 3326 bezeichnet sein. Die I/O-Schaltung 3310 kann sowohl analoge als auch digitale parallele Busse aufweisen, die die Sendeempfängerzelle 3300 mit Nachbarzellen verbinden, was die Kachelung der Zellen in eine Sendeempfängergruppe ermöglicht. In einigen Aspekten können die TX-Schaltung 3302 und die RX-Schaltung 3304 entweder einzelne oder mehrere Sender bzw. Empfänger aufweisen, was es ermöglicht, dass mehrere Empfänger- und Sender-Ketten ein einziges Signal eines lokalen Oszillators gemeinsam verwenden, um Energie zu sparen. In einigen Aspekten kann ein Kristalloszillatorsignal, das verwendet werden kann, um das Signal des lokalen Oszillators innerhalb jeder Sendeempfängerzelle zu erzeugen, gepuffert und von mehreren Sendeempfängerzellen gemeinsam verwendet werden. In einigen Aspekten kann eine Rückschleife verwendet werden, um eine Verzögerung, die durch die Kristalloszillatorpuffer in jeder Sendeempfängerzelle eingeführt werden, zu messen und auszukalibrieren. Die Sendeempfängerzelle 3300 kann außerdem eine Steuerschaltung (in Fig. 33 nicht dargestellt) aufweisen, die verwendet werden kann, um sowohl Steuersignale, die die Sendeempfängerzelle 3300 mit anderen Nachbarzellen verbinden, als auch globale Steuersignale, die statisch sind, zu verarbeiten. In einigen Aspekten kann die Steuerschaltung als ein Teil der digitalen Schaltung 3308 enthalten sein.

[0200]  In einigen Aspekten können die TX-Schaltung 3302 und die RX-Schaltung 3304 Verstärker, Verstärker mit variabler Verstärkung, Mischer, Basisbandfilter, Analog/Digital-Umsetzer, Digital/Analog-Umsetzer und andere Signalverarbeitungsverarbeitungsschaltung aufweisen. In einigen Aspekten kann die digitale Schaltung 3308 eine Schaltung aufweisen, die sowohl digitale Signalverarbeitung, Filtern als auch digitale Signalkombination und Phasenanpassung ausführt. In einigen Aspekten können die Phasenanpassung und Signalkombination durch die Phasenanpassungsschaltung 3312 in der analogen oder auch in der digitalen Domäne ausgeführt werden.

[0201]  Fig. 34 ist ein Blockdiagramm einer Sendeempfänger-Architektur einer phasengesteuerten Gruppe, die mehrere Sendeempfängerzellen verwendet, gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 34 kann die Sendeempfängergruppe 3400 mehrere Sendeempfängerzellen aufweisen, die zusammen in einer Gruppe gekachelt sind. Insbesondere kann jede der Sendeempfängerzellen 3402 - 3412 eine exakte Kopie voneinander sein, und jede der Sendeempfängerzellen 3402 - 3412 kann Funktionsblöcke aufweisen, wie sie mit Bezug auf Fig. 33 beschrieben sind. Die Kommunikation zwischen den einzelnen Sendeempfängerzellen 3402 - 3412 kann analoge und digitale Busse aufweisen. In einigen Aspekten kann die Breite der Busse gleich der Anzahl gleichzeitiger Benutzer sein, die das phasengesteuerte Gruppensystem unterstützen kann, wie hier nachstehend weiter erläutert ist. Wie in Fig. 34 zu sehen ist, kann jede Sendeempfängerzelle nur mit benachbarten Sendeempfängerzellen verbunden sein, was die Skalierbarkeit der Sendeempfänger-Architektur, die mehrere Sendeempfängerkacheln verwendet, sicherstellt.

[0202]  In einigen Aspekten kann die Sendeempfänger-Architektur, die mehrere Sendeempfängerkacheln verwendet, auf einem einzigen Halbleiter-Die implementiert sein, was das Schneiden des Halbleiterwafers in unterschiedliche Formen und Gruppengrößen für unterschiedliche Anwendungen ermöglichen kann, wie in Fig. 35 dargestellt ist.

[0203]  Fig. 35 stellt Schneiden eines Halbleiter-Dies in individuelle Sendeempfängerzellen, die Funk-Sendeempfänger einer phasengesteuerten Gruppe bilden, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 35 sind die Halbleiterwafer 3500 und 3502 dargestellt. Die Wafer 3500 und 3502 können so hergestellt sein, dass sie mehrere Sendeempfängerkacheln (oder Zellen) aufweisen, die während des Herstellungsprozesses miteinander verbunden werden. In Verbindung mit dem Wafer 3500 können unterschiedliche Funksenderempfänger einer phasengesteuerten Gruppe aus dem Wafer 3500 für unterschiedliche Anwendungen geschnitten werden. Beispielsweise kann eine 10×3-Gruppe 3510, mehrere 1×2-Gruppen 3512, eine einzige 3×18-Gruppe 3514, mehrere 3×3-Gruppen 3516, mehrere 3×9-Gruppen 3518, mehrere 1×4-Gruppen 3520 und eine einzige 2×10-Gruppe 3522 aus dem Halbleiterwafer 3500 geschnitten und für unterschiedliche Anwendungen mit geringer Leistung mit variierenden Anforderungen auf Systemebene verwendet werden.

[0204]  In einigen Aspekten kann in Hochleistungssystemen (z. B. Basisstationsanwendungen) der einzelne Halbleiter-Die 3502 so geschnitten werden, dass eine einzelne Sendeempfängergruppe 3530 erhalten wird. In diesem Zusammenhang kann derselbe Halbleiterwafer mit mehreren Kopien der gleichen Sendeempfängerzelle (z. B. 3300) gefüllt sein, und dann kann der Halbleiterwafer geschnitten werden, um Sendeempfängergruppen mit unterschiedlichen Formfaktoren zu erhalten.

[0205]  Fig. 36 ist ein Blockdiagramm einer Architektur eines Funk-Sendeempfängers einer phasengesteuerten Gruppe, die mit einer phasengesteuerten Gruppenantenne paketiert ist, gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 36 kann das Package 3600 der Architektur des Funk-Sendeempfängers der phasengesteuerten Gruppe die Sendeempfängergruppe 3610 mit gekachelten Sendeempfängerzellen, die auf einem Halbleiter-Die 3602 angeordnet sind, aufweisen. Die Sendeempfängergruppe 3610 kann mit einer Antennenschicht 3604 aus Antennen in einer Antennengruppe 3612 kombiniert sein, die in die Sendeempfängergruppe 3610 integriert sein kann, um das Package 3600 der Architektur der Funk-Sendeempfänger der phasengesteuerten Gruppe zu bilden. In einigen Aspekten kann ein Abstand der einzelnen Sendeempfängerzellen innerhalb der Sendeempfängergruppe 3610 gleich einem Abstand der einzelnen Antennen in der Antennengruppe 3612 sein.

[0206]  In einigen Aspekten kann ein konfigurierbares Sendeempfängersystem einer phasengesteuerten Gruppe, das mehrere gleiche Sendeempfängerzellen (z. B. Sendeempfängergruppe 3400 mit mehreren Sendeempfängerzellen wie z. B. Zelle 3300) aufweist, selbstwahrnehmende konfigurierbare Strukturen zum Ausführen von Selbstkonfigurierung aufweisen. Insbesondere kann eine Prozessorschaltung, die der Sendeempfängergruppe 3400 zugeordnet ist, (oder eine Prozessorschaltung innerhalb einer oder mehrerer der einzelnen Sendeempfängerzelle 3300) Selbstkonfigurierung beim Einschalten ausführen. Beispielsweise können Kennungen (IDs) für jede der Sendeempfängerzellen innerhalb der Sendeempfängergruppe 3400 beim Einschalten bestimmt werden, z. B. durch einen ID-Zuweisungsalgorithmus. Dadurch, dass sie zugeordnete ID-Nummern für jede Sendeempfängerzelle besitzt, kann die Sendeempfängergruppe 3400 Konfigurationsinformationen bereitstellen, die die Anzahl und/oder den Ort einzelner Sendeempfängerzellen angeben, die innerhalb der Sendeempfängergruppe 3400 aktiviert sind, so dass jede gleiche Zelle zur Steuerung und Konfiguration individuell adressiert werden kann.

[0207]  Die vier Seiten des Sendeempfängergruppen-Chips können als Norden (N), Süden (S), Westen (W) und Osten (E) bezeichnet sein. Beim Einschalten kann ID Nr. 1 der Zelle in der NW-Ecke zugewiesen werden, z. B. der Sendeempfängerzelle 3402. Die NW-Ecke der Sendeempfängergruppe 3400 kann durch Ortsverbindungsanschlüsse bestimmt werden, die detektieren können, ob der Anschluss offen ist oder mit einem andern Anschluss kurzgeschlossen ist.

[0208]  Beispielsweise kann die Prozessorschaltung bestimmen, dass sowohl der N- als auch der W-Anschluss der Sendeempfängerzelle 3402 offen sind, und deshalb wird die initiale ID Nr. 1 dieser Zelle zugewiesen. Die Sendeempfängerzelle 3402 kann dann die Nummerierungsfolge initiieren, wobei die ID-Nummer um eins inkrementiert werden und zu der benachbarten Sendeempfängerzelle im Osten weitergegeben werden kann. Falls eine aktuelle Zelle keine E-Anschluss-Verbindung aufweist (z. B. Zelle 3406) und sie ihre ID-Nummer von der Westzelle empfangen hat, dann gibt sie die ID-Nummer zu der Südzelle weiter. Falls die aktuelle Zelle keine E-Anschluss-Verbindung aufweist und sie ihre ID-Nummer von der Nordzelle empfangen hat, dann gibt sie die ID-Nummer zu der Westzelle weiter (falls sie verbunden ist, andernfalls gibt sie die ID-Nummer ebenfalls zu der Südzelle weiter). Ein ähnlicher Prozess kann für die Westgrenze der Gruppe verwendet werden. Das wird fortgesetzt, bis eine SE- oder SW-Eckzelle erreicht wird. An diesem Punkt ist die ID-Nummerierung vollständig. Zusätzlich kann, wenn die ID-Nummer einer Zelle zugewiesen wird, die Zelle eine lokale Amplituden- und Phasen-Kalibrierung sowohl der Sende- und der Empfangsamplitude als auch der Phasenwerte durchlaufen. Sobald der Selbstkalibrierungsprozess beendet ist und jede Sendeempfängerzelle innerhalb der Sendeempfängergruppe eine zugewiesene ID-Nummer aufweist, können die ID-Nummern verwendet werden, um die Gruppe ferner zur Verarbeitung von Signalen, die der unterschiedlichen Anzahl von Benutzern zugeordnet sind, zu konfigurieren. In der Beispielgruppe 3400 von Fig. 34 kann das Zuweisen der ID / Nummerierung bei Zelle 3402 starten, dann der Reihe nach nach rechts bis zur Zelle 3406 weitergehen, dann nach unten gehen und nach links weiter gehen bis zur Zelle 3408 und dann nach unten gehen und nach rechts weiter gehen, und so weiter.

[0209]  In einigen Aspekten kann die skalierbare Architektur des Funk-Sendeempfängers der phasengesteuerten Gruppe, wie z. B. der Sendeempfängergruppe 3400, mehrere Betriebsarten unterstützen. Beispiele der Betriebsart enthalten eine LO- Betriebsart (oder Strahlformungs-Betriebsart) der phasengesteuerten Gruppe, eine digitale Betriebsart (oder Strahlformungs-Betriebsart) der phasengesteuerten Gruppe, eine analoge Betriebsart (oder Strahlformungs-Betriebsart) der phasengesteuerten Gruppe und eine HybridBetriebsart (oder Strahlformungs-Betriebsart) der phasengesteuerten Gruppe. Jede der Betriebsarten kann unter Verwendung der vorstehend diskutierten Sendeempfängerzelle (z. B. 3402 oder 3300) implementiert sein, was größenskalierbare/n Betrieb und Konfiguration der Gruppe 3400 ermöglicht.

[0210]  Fig. 37 ist ein Blockdiagramm einer Sendeempfängerzelle mit Kommunikationsbussen gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 37 kann die Sendeempfängerzelle 3700 gleich der Sendeempfängerzelle 3300 sein, die vorstehend mit Bezug auf Fig. 33 diskutiert ist.

[0211]  Während einer beispielhaften digitalen Strahlformungs-Betriebsart können Sendeempfänger-bezogene Elemente innerhalb der Sendeempfängerzelle 3700 verwendet werden. Beispielsweise kann in einer Empfangsbetriebsart das Empfangssignal in ein digitales Signal umgesetzt werden, dann ein Vektor innerhalb der Sendeempfängerzelle 3700 mit einem digitalen Signal, das von einer benachbarten Sendeempfängerzelle mit der vorhergehenden ID-Nummer empfangen wird, summiert werden. Um die Skalierbarkeit zu erhalten, kann die Summierung zwischen jedem Schritt in einer Pipeline ausgeführt werden, um die Last auf den Datenbusleitungen zu begrenzen. Zusätzlich kann, um insgesamt K Benutzer (oder äquivalent K unabhängige Strahlen für die phasengesteuerte Gruppe) zu unterstützen, die Anzahl K von Busleitungen verwendet werden, eine für jede Benutzer.

[0212]  In einigen Aspekten kann die Anzahl von Busleitungen in Hardware festgelegt sein, und jede Sendeempfängerzelle kann deshalb mit der Hardware konstruiert sein, um die maximale Anzahl von Benutzern (oder Strahlen) während des digitalen Betriebs der phasengesteuerten Gruppe zu unterstützen. Da die Datenleitungen in einer Pipeline eingeordnet sind, kann ein internes Pipeline-Register der Tiefe ND gehalten werden. Die Pipeline-Tiefe ND kann die maximale Größe der Sendeempfängergruppe begrenzen, wobei die individuellen Sendeempfängerzellen für eine digitale Betriebsart der phasensteuerten Gruppe verbunden sind. Eine größere Gruppengröße (oder Anzahl gleicher Sendeempfängerzellen) erfordert eine größere Tiefe ND des Pipeline-Registers.

[0213]  Wie in Fig. 37 zu sehen ist, ist die Sendeempfängerzelle 3700 für die digitale Strahlformungs-Betriebsart unter Verwendung von K digitalen Bussen konfiguriert, um mit Nachbarzellen zu kommunizieren. Beispielsweise kann die Anzahl K digitaler Busse 3702, 3704, 3706 und 3708 verwendet werden, um mit den Sendeempfängerzellen zu kommunizieren, die sich im Wesen, Norden, Osten bzw. Süden befinden. Die Sendeempfängerzelle 3700 kann einen Senderblock 3722 und einen Empfängerblock 3724 aufweisen. Der Senderblock 3722 und der Empfängerblock 3724 können mit der Anzahl K von digitalen Bussen über digitale Multiplexer 3710 - 3712, 3714 - 3716 und 3718 - 3720, die zur Auswahl digitaler Eingaben von einer spezifischen benachbarten Sendeempfängerzelle verwendet werden können, gekoppelt sein. Die empfangenen digitalen Signale von einer Nachbarzelle können addiert und dann zu den nachfolgenden Nachbarzellen auf Art einer Pipeline weitergegeben werden.

[0214]  Fig. 38 ist ein Blockdiagramm einer Sendeempfänger-Architektur einer phasengesteuerten Gruppe mit Sendeempfängerkacheln in der LO-Phasenverschiebungsbetriebsart unter Verwendung eines einzelnen Analog/Digital-Umsetzers (ADC) gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 38 kann der Sendeempfänger 3800 der phasengesteuerten Gruppe mehrere Sendeempfängerzellen 3802 - 3818 aufweisen. Die Sendeempfängerzellen 3802 - 3818 können gleich der in Fig. 33 dargestellten Sendeempfängerzelle 3300 sein.

[0215]  In einer beispielhaften LO-Betriebsart der phasengesteuerten Gruppe kann jede Sendeempfängerzelle 3802 - 3818 ein Phasenverschiebungssignal von einer zentralen Steuereinheit (in Fig. 38 nicht dargestellt) empfangen. Die zentrale Steuereinheit kann ein Prozessor sein, der durch die Sendeempfängergruppe 3800 verwendet wird, oder sie kann ein oder mehrere Prozessoren innerhalb einer individuellen Sendeempfängerzelle sein. In dem Empfangspfad können die Phasenverschiebungssignale auf ein Signal eines lokalen Oszillators angewandt werden, um ein phasenverschobenes LO-Signal zu erzeugen. Die Ausgaben aller Mischerstufen können in der analogen Domäne summiert werden, unter Umgehung irgendeiner Analog/Digital-Umsetzung. Insbesondere kann, nachdem das empfangene drahtlose Signal unter Verwendung des phasenverschobenen LO-Signals abwärtsumgesetzt worden ist, das resultierende Signal mit einem Signal, das von einer Nachbarzelle (z. B. einer Sendeempfängerzelle entlang dem Westrand) empfangen wird, summiert werden und dann zu einer weiteren benachbarten Sendeempfängerzelle (z. B. einer Sendeempfängerzelle entlang einem Ostrand) weitergegeben werden.

[0216]  Mit Bezug auf die Sendeempfängergruppe 3800 von Fig. 38 werden die analogen abwärtsumgesetzten Signale summiert, wenn sie zwischen benachbarten Zellen weitergegeben werden, und ein letztes summiertes analoges Signal wird zu der Sendeempfängerzelle 3806 kommuniziert. Der Analog/Digital-Umsetzer 3820 innerhalb der Sendeempfängerzelle 3806 kann verwendet werden, um das analoge Signal in ein digitales Signal umzusetzen, das dann zur Verarbeitung zu der Basisbandschaltung 3822 kommuniziert werden kann. In diesem Zusammenhang würde nur ein einzelner ADC die kombinierten analogen Signalausgaben aller Sendeempfängerzellen 3802 - 3818 aufnehmen und die kombinierte analoge Signalausgabe in ein digitales Signal umwandeln. Die Kombination der mehreren analogen Signale aus jeder der Sendeempfängerzellen 3802 - 3818 kann über eine analoge Busleitung ausgeführt werden, die eine Schnittstelle zwischen den benachbarten Sendeempfängerzellen ist. Durch Verwenden eines einzelnen ADC innerhalb der Sendeempfängergruppe 3800 kann eine signifikante Energiereduktion erreicht werden, da der ADC einer der Blöcke mit dem größten Energieverbrauch in einem phasenverschobenen Gruppensystem ist.

[0217]  Fig. 39 ist ein Blockdiagramm einer Sendeempfänger-Architektur einer phasengesteuerten Gruppe mit Sendeempfängerkacheln in der LO-Phasenverschiebungsbetriebsart unter Verwendung mehrerer ADCs gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 39 kann die Sendeempfängergruppe 3900 mehrere Sendeempfängerzellen 3902 - 3918 aufweisen. Die Sendeempfängerzellen 3902 - 3918 können gleich der in Fig. 33 dargestellten Sendeempfängerzelle 3300 sein. In einer beispielhaften LO-Betriebsart der phasengesteuerten Gruppe mit mehreren Untergruppen kann jede Sendeempfängerzelle 3902 - 3918 ein Phasenverschiebungssignal von einer zentralen Steuereinheit (in Fig. 39 nicht dargestellt) empfangen. Die zentrale Steuereinheit kann ein Prozessor sein, der durch die Sendeempfängergruppe 3900 verwendet wird, oder sie kann ein oder mehrere Prozessoren innerhalb einer individuellen Sendeempfängerzelle sein.

[0218]  Wie in Fig. 39 zu sehen ist, können mehrere benachbarte Sendeempfängerzellen innerhalb einer Reihe der Sendeempfängergruppe 3900 eine Untergruppe bilden. Beispielsweise können die Sendeempfängerzellen 3902 - 3906 eine Sendeempfängeruntergruppe bilden. Ähnliche Untergruppen können durch die Sendeempfängerzellen 3908 - 3912 und 3914 - 3918 gebildet sein. In dem Empfangspfad für jede der Untergruppen können die Phasenverschiebungssignale auf ein Signal eines lokalen Oszillators angewandt werden, um ein phasenverschobenes LO-Signal zu erzeugen. Die Ausgaben aller Mischerstufen innerhalb einer Untergruppe können in der analogen Domäne summiert werden, unter Umgehung irgendeiner Analog/Digital-Umsetzung, und dann zu einem einzigen ADC, der der Untergruppe zugeordnet ist, kommuniziert werden. Insbesondere kann, nachdem ein empfangenes drahtloses Signal unter Verwendung des phasenverschobenen LO-Signals abwärtsumgesetzt worden ist, das resultierende Signal mit einem Signal, das von einer Nachbarzelle (z. B. einer Sendeempfängerzelle entlang dem Westrand) innerhalb der Untergruppe von Zellen 3902-3906 empfangen wird, summiert werden und dann zu einer weiteren benachbarten Sendeempfängerzelle (z. B. einer Sendeempfängerzelle entlang dem Ostrand) innerhalb der Untergruppe weitergegeben werden.

[0219]  Mit Bezug auf die Sendeempfängeruntergruppe der Zellen 3902-3906 werden die analogen abwärtsumgesetzten Signale summiert, wenn sie zwischen benachbarten Zellen weitergegeben werden, und ein letztes summiertes analoges Signal wird zu der Sendeempfängerzelle 3906 kommuniziert. Ein Analog/Digital-Umsetzer 3920 innerhalb der Sendeempfängerzelle 3906 kann verwendet werden, um das analoge Signal in ein digitales Signal umzusetzen, das dann zur Verarbeitung zu der Basisbandschaltung 3926 kommuniziert werden kann.

[0220]  Mit Bezug auf die Sendeempfängeruntergruppe der Zellen 3908-3912 werden die analogen abwärtsumgesetzten Signale summiert, wenn sie zwischen benachbarten Zellen weitergegeben werden, und ein letztes summiertes analoges Signal wird zu der Sendeempfängerzelle 3912 kommuniziert. Ein Analog/Digital-Umsetzer 3922 innerhalb der Sendeempfängerzelle 3912 kann verwendet werden, um das analoge Signal in ein digitales Signal umzusetzen, das dann zur Verarbeitung zu der Basisbandschaltung 3928 kommuniziert werden kann.

[0221]  Mit Bezug auf die Sendeempfängeruntergruppe der Zellen 3914-3918 werden die analogen abwärtsumgesetzten Signale summiert, wenn sie zwischen benachbarten Zellen weitergegeben werden, und ein letztes summiertes analoges Signal wird zu der Sendeempfängerzelle 3918 kommuniziert. Ein Analog/Digital-Umsetzer 3924 innerhalb der Sendeempfängerzelle 3918 kann verwendet werden, um das analoge Signal in ein digitales Signal umzusetzen, das dann zur Verarbeitung zu der Basisbandschaltung 3930 kommuniziert werden kann.

[0222]  Im Vergleich zu der Sendeempfängergruppe 3800 von Fig. 38, in der alle Sendeempfängerzellenelemente innerhalb der Gruppe verwendet werden, um analoge Signale zu erzeugen, und ein einzelner ADC innerhalb der Gruppe verwendet wird, um ein digitales Ausgabesignal zu erzeugen, verwendet die Sendeempfängergruppe 3900 in Fig. 39 einen ADC pro Untergruppe, was die Erzeugung mehrerer digitaler Signale ermöglicht, die mehrere Benutzer versorgen (z. B. können M Benutzer versorgt werden, falls die Sendeempfängergruppe 3900 in M Untergruppen geteilt ist, jede mit ihrer eigenen digitalen Signalausgabe). Jeder Benutzer wird jedoch nur einen Bruchteil (1/M) der gesamten Gruppenapertur verwenden.

[0223]  Fig. 40 ist ein Blockdiagramm einer Sendeempfänger-Architektur einer phasengesteuerten Gruppe mit Sendeempfängerkacheln in einer Hybridbetriebsart (LO und digitale Phasenverschiebung und Kombinieren) unter Verwendung mehrerer ADCs, um mehrere digitale Signale zu erzeugen, gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 40 kann ein Sendeempfänger 4000 einer phasengesteuerten Gruppe mehrere Sendeempfängerzellen 4002 - 4018 aufweisen. Die Sendeempfängerzellen 4002 - 4018 können gleich der in Fig. 33 dargestellten Sendeempfängerzelle 3300 sein. In einer beispielhaften Hybridbetriebsart der phasengesteuerten Gruppe kann jede der Sendeempfängerzellen 4002 - 4018 ein Phasenverschiebungssignal von einer zentralen Steuereinheit (in Fig. 40 nicht dargestellt) empfangen. Die zentrale Steuereinheit kann ein Prozessor sein, der durch die Sendeempfängergruppe 4000 verwendet wird, oder sie kann ein oder mehrere Prozessoren innerhalb einer individuellen Sendeempfängerzelle sein.

[0224]  Wie in Fig. 40 zu sehen ist, können mehrere benachbarte Sendeempfängerzellen innerhalb einer Reihe der Gruppe 4000 eine Untergruppe bilden. Beispielsweise können die Sendeempfängerzellen 4002 - 4006 eine Sendeempfängeruntergruppe bilden. Ähnliche Untergruppen können durch die Sendeempfängerzellen 4008 - 4012 und 4014 - 4018 gebildet sein. In dem Empfangspfad für jede der Untergruppen können die Phasenverschiebungssignale auf ein Signal eines lokalen Oszillators angewandt werden, um ein phasenverschobenes LO-Signal zu erzeugen. Die Ausgaben aller Mischerstufen innerhalb einer Untergruppe können in der analogen Domäne summiert werden, unter Umgehung irgendeiner Analog/Digital-Umsetzung, und dann zu einem einzigen ADC, der der Untergruppe zugeordnet ist, kommuniziert werden. Insbesondere kann, nachdem das empfangene drahtlose Signal unter Verwendung des phasenverschobenen LO-Signals abwärtsumgesetzt worden ist, das resultierende Signal mit einem Signal, das von einer Nachbarzelle (z. B. einer Sendeempfängerzelle entlang dem Westrand) innerhalb der Untergruppe von Zellen 4002-1106 empfangen wird, summiert werden und dann zu einer weiteren benachbarten Sendeempfängerzelle (z. B. einer Sendeempfängerzelle entlang dem Ostrand) innerhalb der Untergruppe weitergegeben werden. Mit Bezug auf die Sendeempfängeruntergruppe der Zellen 4002-4006 werden die analogen abwärtsumgesetzten Signale summiert, wenn sie zwischen benachbarten Zellen weitergegeben werden, und ein letztes summiertes analoges Signal wird zu der Sendeempfängerzelle 4006 kommuniziert. Eine Analog/Digital-Umsetzer-Schaltung (ADC-Schaltung) 4020 innerhalb der Sendeempfängerzelle 4006 kann verwendet werden, um das analoge Signal in ein digitales Signal umzusetzen, das dann zur Verarbeitung zu der Basisbandschaltung 4026 kommuniziert werden kann.

[0225]  Mit Bezug auf die Sendeempfängeruntergruppe der Zellen 4008-4012 werden die analogen abwärtsumgesetzten Signale summiert, wenn sie zwischen benachbarten Zellen weitergegeben werden, und ein letztes summiertes analoges Signal wird zu der Sendeempfängerzelle 4012 kommuniziert. Ein Analog/Digital-Umsetzer 4022 innerhalb der Sendeempfängerzelle 4012 kann verwendet werden, um das analoge Signal in ein digitales Signal umzusetzen, das dann zur Verarbeitung zu der Basisbandschaltung 4028 kommuniziert werden kann.

[0226]  Mit Bezug auf die Sendeempfängeruntergruppe der Zellen 4014-4018 werden die analogen abwärtsumgesetzten Signale summiert, wenn sie zwischen benachbarten Zellen weitergegeben werden, und ein letztes summiertes analoges Signal wird zu der Sendeempfängerzelle 4018 kommuniziert. Eine Analog/Digital-Umsetzer-Schaltung (ADC-Schaltung) 4024 innerhalb der Sendeempfängerzelle 4018 kann verwendet werden, um das analoge Signal in ein digitales Signal umzusetzen, das dann zur Verarbeitung zu der Basisbandschaltung 4030 kommuniziert werden kann.

[0227]  In einer beispielhaften Hybridbetriebsart kann jede der Basisbandschaltungen 4026, 4028 und 4030 einen oder mehrere Gewichtswerte (oder Koeffizienten) zum Zweck der Erzeugung von Strahlformungssignalen anwenden. Insbesondere können die Koeffizienten H1, H2, ..., HN einem gewünschten Strahl 4037 zugeordnet werden. Ähnlich können die Koeffizienten W1, W2, ..., WN einem gewünschten Strahl 4033 zugeordnet werden. Die Basisbandschaltungen 4026, 4028 und 4030 können die Koeffizienten H1, H2, ..., HN auf die digitalen Signale, die von den ADC-Schaltungen 4020, 4022 und 4024 empfangen werden, anwenden. Die gewichteten Signale können durch den Addierer 4036 summiert werden, um den gewünschten Strahl 4037 zu erzeugen.

[0228]  Ähnlich können die Basisbandschaltungen 4026, 4028 und 4030 die Koeffizienten W1, W2, ..., WN auf die digitalen Signale, die von den ADC-Schaltungen 4020, 4022 und 4024 empfangen werden, anwenden. Die gewichteten Signale können durch den Addierer 4032 summiert werden, um den gewünschten Strahl 4033 zu erzeugen. Die Strahlen 4037 und 4032 können durch die Basisbandschaltung 4038 bzw. 4034 weiter verarbeitet werden.

[0229]  Obwohl Fig. 40 die Erzeugung von zwei Strahlen unter Verwendung von zwei Addierern in der digitalen Domäne darstellt, ist die Offenbarung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt. In einigen Aspekten kann nur eine einzige Gruppe von Gewichten auf die digitalen Ausgaben der ADC-Schaltungen angewandt werden, und nur ein einziger Addierer kann verwendet werden, um einen einzelnen Strahl für einen einzelnen Benutzer zu erzeugen.

[0230]  Fig. 41 ist ein Blockdiagramm einer Sendeempfänger-Architektur einer phasengesteuerten Gruppe mit Sendeempfängerkacheln in einer Betriebsart mit analoger IF/Basisband-Phasenverschiebung und Kombinieren unter Verwendung eines einzelnen ADC gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 41 kann die Sendeempfängergruppe 4100 konfiguriert sein, in einer analogen Phasenverschiebungs- (Strahlformungs-) Betriebsart zu arbeiten. Wie in Fig. 41 zu sehen ist, enthält jede der Sendeempfängerzellen 4102A, 4102B, 4102C und 4102D lokale Oszillatoren 4106, Mischer 4104 und Phasenschieber 4108. Nachdem ein empfangenes drahtloses Signal durch die Mischer 4104 abwärtsumgesetzt worden ist, können die Phasenschieber 4108 eine Phasenverschiebung, die durch die Steuerschaltung innerhalb der Sendeempfängergruppe 4100 spezifiziert sein kann, anwenden. Phasenverschobene analoge Signale können zu benachbarten Sendeempfängerzellen kommuniziert werden, wo sie summiert werden können, was zu einem endgültigen kombinierten Signal 4110 führt. Das kombinierte phasenverschobene analoge Basisband-Signal kann durch einen einzigen ADC innerhalb der Sendeempfängergruppe 4100 in ein digitales Signal umgesetzt werden. Beispielsweise kann das kombinierte Signal 4110 zu dem ADC 4112B innerhalb der Sendeempfängerzelle 4102B kommuniziert werden, der ein digitales Signal 4114 zur weiteren Verarbeitung durch die Basisbandschaltung 4116 erzeugen kann.

[0231]  Fig. 42 ist ein Blockdiagramm einer Sendeempfänger-Architektur einer phasengesteuerten Gruppe mit Sendeempfängerkacheln in einer analogen IF/Basisband-Phasenverschiebungsbetriebsart mit Verwendung mehrerer ADCs, um mehrere digitale Signale zu erzeugen, gemäß einigen Aspekten. Bezug nehmend auf Fig. 42 kann die Sendeempfängergruppe 4200 die Sendeempfängerzellen 4202A, 4202B, 4202C und 4202D aufweisen. Jede der Sendeempfängerzellen 4202 kann entsprechende Mischer 4204 (4204A - 4204D) und lokale Oszillatorgeneratoren 4206 (4206A - 4206D) aufweisen.

[0232]  In einigen Aspekten können die analogen Basisbandsignale an dem Ausgang des Mischers 4204 verwendet werden, um mehrere Ausgabesignale zu erzeugen. Insbesondere kann eine Menge analoger Koeffizienten unter Verwendung eines analogen Multiplizierers und der Ausgabe jedes Mischers angewendet werden, um ein gewichtetes Signal aus jeder Sendeempfängerzelle zu erzeugen, das summiert und durch ein ADC-Teilsystem in ein digitales Signal umgesetzt werden kann. Wie in Fig. 42 zu sehen ist, kann eine erste Menge A1(S) analoger Koeffizienten (4208A - 4208D) jeweils auf die Ausgabe der Mischer 4204A - 4204D angewendet werden. Die gewichteten Signale können summiert werden, um ein kombiniertes Signal 4214 zu erzeugen, das zu dem ADC 4212B innerhalb der Sendeempfängerzelle 4202B kommuniziert werden kann. Der ADC 4212B kann ein digitales Ausgabesignal 4216 zur nachfolgenden Verarbeitung durch die digitale Basisbandschaltung 4218 erzeugen.

[0233]  Ähnlich kann eine zweite Menge A2(S) analoger Koeffizienten (4210A - 4210D) jeweils auf die Ausgabe der Mischer 4204A - 4204D angewendet werden. Die gewichteten Signale können summiert werden, um ein kombiniertes Signal 4220 zu erzeugen, das zu dem ADC 4212D innerhalb der Sendeempfängerzelle 4202D kommuniziert werden kann. Der ADC 4212D kann ein digitales Ausgabesignal 4222 zur nachfolgenden Verarbeitung durch die digitale Basisbandschaltung 4224 erzeugen. In diesem Zusammenhang können durch Anwenden von zwei separaten parallelen Mengen analoger Koeffizienten auf jede Ausgabe eines Sendeempfängerzellenmischers zwei separate digitale Ausgabesignale, die zwei separaten Strahlen entsprechen, für zwei separate Benutzer verwendet werden. Obwohl nur zwei digitale Ausgabesignale in Fig. 42 dargestellt sind, ist die Offenbarung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt, und eine andere Anzahl von Menge paralleler analoger Koeffizienten kann ebenfalls verwendet werden.

[0234]  Fig. 43 stellt Betriebsarten einer Sendeempfänger-Architektur einer phasengesteuerten Gruppe mit Sendeempfängerkacheln gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 43 stellt die Tabelle 4300 eine Zusammenfassung der Anzahl paralleler Mengen analoger Koeffizienten, Datenkonvergenz und paralleler Mengen digitaler Koeffizienten bereit, die für verschiedene Betriebsarten einer skalierbaren Architektur eines Funk-Sendeempfängers einer phasengesteuerten Gruppe verwendet werden können, wie hier beschrieben ist.

[0235]  Bezug nehmend auf die erste Zeile in Tabelle 4300 kann eine vollständige Apertur (z. B. eine vollständige Gruppengröße) für die LO-Strahlformungs-Betriebsart in einer Sendeempfängergruppe verwendet werden. Diese Betriebsart ist in Fig. 38 zu sehen, wobei die gesamte Gruppe verwendet ist (vollständige Apertur), keine Mengen analoger Koeffizienten verwendet werden (da Phasenverschiebung mit der LO-Phasenverschiebung implementiert ist und nicht in dem analogen Basisbandsignal nach dem Mischer) und ein einziger ADC verwendet wird, um ein einzelnes digitales Ausgabesignal zu erzeugen, ohne dass irgendwelche parallelen Mengen digitaler Koeffizienten zur nachfolgenden Verarbeitung verwendet werden.

[0236]  Bezug nehmend auf die zweite Zeile in Tabelle 4300 kann die vollständige Sendeempfängergruppe für die digitale Strahlformungs-Betriebsart verwendet werden. Die analogen Ausgaben jeder Sendeempfängerzelle können summiert und die Anzahl N digitaler Umsetzer innerhalb der Gruppe kann verwendet werden, um N digitale Signale ohne die Verwendung irgendwelcher paralleler Mengen analoger Koeffizienten zu erzeugen. Die N digitalen Ausgaben der Datenumsetzer können mit der Anzahl M paralleler Mengen digitaler Koeffizienten verwendet werden, um eine endgültige Anzahl M von Ausgangsstrahlen, die M Benutzer versorgen, zu erzeugen. Die Anwendung von Mengen digitaler Koeffizienten ist in Fig. 40 dargestellt, wo zwei Mengen digitaler Koeffizienten für die Ausgabe von N digitalen Umsetzern verwendet werden, um zwei endgültige Ausgangsstrahlen, die zwei Benutzer versorgen, zu erzeugen.

[0237]  Bezug nehmend auf die dritte Zeile in Tabelle 4300 wird 1/M der Apertur der Sendeempfängergruppe verwendet, um M Benutzer zu versorgen. Dieses Beispiel ist in Fig. 39 dargestellt, wo Untergruppenverarbeitung mit der Anzahl M von Analog/Digital-Umsetzern verwendet wird (unter der Annahme, dass die Gruppe 3900 M Reihen aufweist). Die M digitalen Ausgaben aus den Analog/Digital-Umsetzern können nachfolgend unter Verwendung von bis zu der Anzahl M paralleler Mengen digitaler Koeffizienten verarbeitet werden (z. B. wie in Fig. 40 zu sehen ist).

[0238]  Bezug nehmend auf die vierte Zeile in Tabelle 4300 kann eine vollständige Apertur der Sendeempfängergruppe mit der analogen Betriebsart der phasengesteuerten Gruppe verwendet werden. Beispielsweise und wie in Fig. 42 zu sehen ist, kann die Anzahl M paralleler Mengen analoger Koeffizienten zusammen mit der Anzahl M digitaler Umsetzer verwendet werden, um eine Anzahl M von Ausgangssignalen zu erzeugen. Mit Bezug auf Fig. 42 ist M gleich zwei, so dass zwei parallele Mengen analoger Koeffizienten pro Sendeempfängerzelle mit zwei digitalen Umsetzern verwendet werden, die zwei Ausgangsstrahlsignale erzeugen. Bis zu M parallele Mengen digitaler Koeffizienten können nachfolgenden mit den Strahlsignalausgaben der Datenumsetzer verwendet werden.

[0239]  Frühere Konstruktionen drahtloser Antennengruppe für Benutzervorrichtungen haben wenigstens drei Probleme aufgebracht. Ein Problem ist, dass die früheren Konstruktionen einen abgeschirmten Silizium-Die, der die Antennengruppen speist, integriert haben, wobei die Abschirmung eine diskrete Metallabschirmung ist und wobei die Gruppen eine oder mehrere Ebenen eines oder eine oder mehrere Seiten eines Substrats sind, das den abgeschirmten Silizium-Die aufweist. Das erforderte ein Substrat mit einem relativ großen Bereich für den abgeschirmten Die, diskrete Schaltung und Antennengruppen auf einer oder mehreren Ebenen oder einer oder mehrere Seiten des Substrats. Eine Konstruktion, die ein Substrat mit einem großen Bereich erfordert, impliziert aufwändigere Substrate. In den Konstruktionen des vorstehenden Typs ist es nicht ungewöhnlich, dass das Substrat sich dem nähert, dual so teuer zu sein wie der Silizium-Die, aus dem die Antennengruppen gespeist werden. In einigen Aspekten kann das Substrat eine Laminatstruktur sein. Obwohl hier Laminatstrukturen beschrieben werden, können in anderen Aspekten auch andere Substrate verwendet werden.

[0240]  Ein zweites Problem, das in den Konstruktionen des vorstehenden Typs auftrat, ist die Streckenführung langer Speiseleitungen von dem Die zu einigen der Antennenelemente wegen der beteiligten großen Bereiche. Das führt zu Leistungsverlust, in einigen Fällen bis zu 3 dB Verlust, oder einem Verlust von nahezu der Hälfte der Leistung, bei dem Speisen einiger der Antennenelemente.

[0241]  Drittens könnte, obwohl solche Konstruktionen gute Abstrahlung der phasengesteuerten Gruppe in einigen Bereichen des Substrats bereitstellen können, in anderen Bereichen die Strahlung aus Antennenelementen oder aus der gesamten Antennengruppe blockiert sein wegen der Abschirmung, die den Die und die diskreten Komponenten abdeckt, um sie vor Hochfrequenzstörung (RFI) und elektromagnetische Störung (EMI) zu schützen.

[0242]  Deshalb es ist wünschenswert Lösungen für die vorstehenden drei Probleme zu finden. Eine Lösung beinhaltet eine Konstruktion, die mehrere Packages wie z. B. Substrate oder Laminatstrukturen verwendet. Hier ist eine Lösung beschrieben, die zwei Baugruppen, wie es in den Fig. 44A bis Fig. 44D beschrieben ist, in einer Package-auf-Package- (POP-) Implementierung gemäß einigen Aspekten verwendet.

[0243]  Fig. 44A stellt eine Draufsicht eines Package eines Zweibaugruppensystems gemäß einigen Aspekten dar. Ein Package, die allgemein bei 4400 und spezifisch bei 4401 angegeben ist, kann ein Substrat sein, das in einigen Aspekten parallele metallisierte Schichten mit einer metallisierten oberen Schicht und einer metallisierten unteren Schicht aufweist. Das Package 4400 kann in der RF-Schaltung 325 und in der Antennengruppenschaltung 330 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl das Package 4400 nicht darauf beschränkt ist. Teile der oder alle aus den einen oder mehreren metallisierten Schichten können so verarbeitet sein, dass sie bei Bedarf frei von der Metallisierung sind, in einigen Aspekten.

[0244]  In einigen Aspekten weist das Substrat 4401 eine Gruppe von sechs Patchantennen 4403, 4404 auf. Die Bezeichnung 4403 repräsentiert Patchantennen mit einem einzelnen Abstimmungspunkt, der durch einen einzelnen Punkt angegeben ist, und die eine einzelne Patchantenne sein kann. Die Bezeichnung 4404 nur repräsentiert Patchelemente mit zwei Abstimmungspunkten, die durch zwei Punkte angegeben sind, und die ein gestapeltes Dualpatchantennenelemten sein können. Diese Konstruktion ist nur eine aus einer Anzahl von Konfigurationen und Typen von Antennenelementen, die verwendet werden könnten, und ist nur für einige Aspekte repräsentativ. Um die Umfangsfläche des Substrats 4501 befinden sich sechs Antennenelemente 4505 gemäß einigen Aspekten. Diese können aufgedruckte Antennenelemente sein, die für Längsstrahlungsbetrieb angeordnet sind, gemäß einigen Aspekten. Obwohl bei 4505 Dipolantennenelemente dargestellt sind, können andere Typen von Antennenelementen verwendet werden. In der Beschreibung können hier einige der oder alle Antennengruppen als intelligente Antennengruppen bezeichnet sein.

[0245]  Die Begriffe „intelligente Antenne“ oder „intelligente Antennengruppen“ finden ihre Bedeutung in der Art, in der die Antennen oder die Antennengruppen gesteuert werden. In einigen Aspekten können Antennengruppen mit verschiedenen Typen von Polaritäten, wie z. B. vertikaler, horizontaler oder zirkularer Polarisationen, implementiert sein. Als ein Beispiel kann, wenn Antennengruppen für vertikale Polarität und horizontale Polarität implementiert sind, die gesendete Polarität zu einer gegebenen Zeit, und deshalb welche Antenne oder Gruppe zu einer gegebenen Zeit feuert, algorithmisch basierend auf einer Angabe der Polarität des Signals, das mit der größten Stärke an der drahtlosen Benutzervorrichtung empfangen wird, und somit intelligent gesteuert werden. Diese Informationen können kontinuierlich zu einem drahtlosen Sender wie z. B. einem Zellenturmempfänger von der Benutzervorrichtung in einigen Aspekten rückgemeldet werden. Diese Operation kann dann implementiert werden, um eine übertragene Polarisation zu erreichen, die mit der Polarisation an dem Empfänger der Benutzervorrichtung, die ein Mobiltelefon sein kann, übereinstimmt. Die Antennen der Benutzervorrichtung werden in einigen Aspekten auf ähnliche Weise ebenfalls algorithmisch gesteuert. Ähnliche algorithmische Steuerung erhält in einigen Aspekten räumliche Diversity.

[0246]  Fig. 44B stellt eine Unteransicht des Substrats 4401 von Fig. 44A gemäß einigen Aspekten dar. In Fig. 44B ist die Struktur allgemein bei 4402 dargestellt und weist den Silizium-Die 4409 und diskrete Komponenten, von denen eine als 4411 bezeichnet ist, auf. Die diskreten Komponenten können in einigen Aspekten Kondensatoren, Widerstände und/oder Induktivitäten sein. Der Die wird von Kontakten 4407 umgeben, die in einigen Fällen Lotperlen sein können.

[0247]  Fig. 44B stellt eine Unteransicht des Substrats von Fig. 44A gemäß einigen Aspekten dar. Fig. 44C stellt eine Unteransicht eines Substrats einer zweiten Baugruppe des Zweibaugruppensystems der Fig. 44A und Fig. 44B gemäß einigen Aspekten dar. Die Struktur 4419 von Fig. 44C kann ein Substrat wie z. B. eine PCB-Platine sein, wie es das Substrat 4401 von Fig. 44A sein kann, gemäß einigen Aspekten. Die Struktur 4419 ist von der Länge L, die in einigen Aspekten im Wesentlichen die gleiche Länge der Reihe von Kontakten 4407 von Fig. 44B ist, wobei diese Kontakte nachstehend diskutiert sind. Auf der Struktur 4419 sind vier Antennenelemente 4421 dargestellt, die hier als gestapelte Dualpatchantennen gezeigt sind, jede mit zwei Anpassungspunkten, die durch die zwei Punkte auf jedem Antennenelement angegeben sind. Wie für das Substrat 4401 ist diese Konstruktion von Antennen auf dem oder innerhalb des Substrats 4401 eine aus einer Anzahl von Konfigurationen und Typen von Antennenelementen, die verwendet werden könnten, und ist nur für einige Aspekte repräsentativ.

[0248]  Fig. 44D stellt die Packages von Fig. 44A und Fig. 44C aufeinander montiert gemäß einigen Aspekten dar. Die erste Baugruppe 4401 und die zweite Baugruppe 4419 sind aufeinander als eine Package-auf-Package-Implementierung aufeinander montiert oder gestapelt. Das Montieren kann unter Verwendung verschiedener Montageprozesse ausgeführt werden. Wie durch den POP-Aspekt 4406 zu sehen ist, sind die Antennenelemente 4421 auf dem oder innerhalb des Substrats 4419 auf dem „oberen“ Substrat oder der „oberen“ Baugruppe des POP-Aspekts und zeigen „nach oben“. Die Antennen 4403, 4404 sind auf der oder innerhalb der „Unterseite“ des Substrats 4401 oder der „unteren Baugruppe“ des POP-Aspekts und zeigen gemäß einigen Aspekten „nach unten“. Das Verbindungselement 4417 und die Komponenten 4413 können durch Guss oder Einkapselung, 4414, befestigt sein und robust gemacht sein, was nachstehend diskutiert ist. Die Ebene 4423 enthält metallisierte Schichten, die in einigen Aspekten mehrere metallisierte Schichten sein können, die für Antennen und für Speiseleitungen verwendet werden.

[0249]  Allgemein ausgedrückt bezieht sich das Konzept von POP auf vertikales Stapeln von Packages, die in früheren Aspekten zum Stapeln nicht fähig waren, und umfasst 3-dimensionales (3D-) Stapeln von Antennen, Dieen und Komponenten in Packages. Einige Faktoren, die für das 3-D-Stapeln berücksichtigt werden müssen, enthalten Antennenvolumen und Antennengröße. Frühere Konstruktion waren planar, was zu der Konstruktion mit abgeschirmtem Die führte, wobei die X-Abmessung und die Y-Abmessung (z. B. die Breite und Länge) von einer Größenordnung waren, die zu der vorstehend diskutierten großen Substratbereichen führten, mit den Problemen der Substratkosten, des Speiseleitungs-Leistungsverlusts und dem Verlust verfügbaren Raums und Blockieren der Strahlung durch die Abschirmung und andere diskrete Komponenten. Frühere Konstruktionen basierten primär auf der Annahme, dass das Volumen des Packages wichtiger ist als die X-Abmessung und Y-Abmessung des Packages, wegen der Wichtigkeit der Z-Höhenabmessung des Volumens, da eine spezielle Z-Höhe oder „Bauhöhe“-Einschränkung für die Packages von Benutzervorrichtungen vorhanden war. Diese Annahme führte jedoch zu einem immer größeren X-Y-Bereich, um die Z-Abmessung zu verringern, was zu den vorstehenden Problemen führte. Es ist jedoch diskutiert worden, dass das Stapeln von Package-auf-Package zur Lösung dieser Probleme führen kann, was zu weniger teuren Substraten, einer Reduktion des Leistungsverlusts durch die Streckenführung der Speiseleitungen (beispielsweise im 5G-mmWellen-Betrieb sehr wichtig) und weniger Strahlungsblockierung führt. Diese hier beschriebenen Aspekte fokussieren auf das Volumen im Gegensatz zum Fokussieren auf die Fläche. Mit anderen Worten ist durch das Stapeln gefunden worden, dass verringerte X-Abmessung und die Y-Abmessung wichtig sind, und die Z-Höhe etwas weniger kritisch ist als früher angenommen.

[0250]  Es kann anfangs scheinen, dass Aspekte die Z-Höhe etwas erhöhen, weil die Aspekte tatsächlich mehr Komponenten aufeinander stapeln können. Das Ergebnis ist jedoch eine große Reduktion der X-Abmessung und der Y-Abmessung, was zu der Lösung der oder der Reduktion der negativen Effekte der vorstehenden Probleme der Substratkosten, des Leistungsverlusts durch lange Speiseleitungen und der Strahlung, die durch die Abschirmungen und andere Hindernisse der Vorrichtung blockiert wird, führt.

[0251]  Ferner ist angenommen, dass die Z-Höhe des POP-Stapels tatsächlich die Anforderungen aktueller und zukünftiger drahtloser Benutzervorrichtungen erfüllen wird. Weiterhin nimmt ferner die Netzfläche unterhalb oder oberhalb des Siliziums, die für intelligente Antennengruppen verwendet wird, wie z. B. die Antennenelemente 4403, 4404 und 4405, gesehen in Draufsicht in den Fig. 44A und Fig. 44C und in der Seitenansicht von in Fig. 44D, signifikant weniger Raum ein und erfordert insgesamt weniger Streckenführung für Speiseleitungen als in früheren Konstruktionen gemäß einigen Aspekten. Mit anderen Worten sind in den Aspekten von Fig. 44D die Antennen 4403, 4404 „unter“ dem und in unmittelbarer Nähe zu dem Die 4409, und die Antennen 4421 sind „oberhalb“ des und in unmittelbarer Nähe zu dem Die. Die Nähe ist derart, dass die Speiseleitungen, die die Signale senden, eine sehr kleine Distanz durchlaufen haben, was weniger, und in einigen Aspekten signifikant weniger, Leistungsverlust bedeutet als aufgrund der Streckenführung langer Speiseleitungen in früheren Konstruktionen vorhanden war.

[0252]  Ferner können einige diskrete Komponenten, von denen eine als 4413 benannt ist, und das Verbindungselement 4417, die in dem Antennenspeiseprozess nicht benötigt werden, seitlich an den Antennen platziert sein, was in dem Aspekt der Fig. 44B und Fig. 44D außen links zu den Antennen und dem Die ist, so dass mit der gesamten POP-Implementierung die Speiseleitungen, die den Die mit den Antennen oben und unten auf dem Package verbinden, eine kürzere Distanz zu den Antennen durchlaufen. Das Substrat 4401 ist zum Zweck der Darstellung der Antennenelemente als koextensiv mit der Länge der Kontakte 4407 von Fig. 44B dargestellt, das Substrat 4401 erstreckt sich jedoch, wie in Fig. 44D zu sehen ist, über die Gesamtheit der Komponenten und des Verbindungselements.

[0253]  Wie vorstehend erwähnt waren in früheren Konstruktionen der Die und die diskreten Komponenten unter einer Metallabschirmung platziert, so dass die diskreten Komponenten am gleichen Ort wie der Die waren, mit der Metallabschirmung auf beiden. Diese Kombination ist tatsächlich höher als die hier offenbarten POP-Aspekte aufgrund der Tatsache, dass bei Package-auf-Package die größeren diskreten Komponenten wie z. B. 4413 in einigen Aspekten von dem Die versetzt sein können, und außerdem weil das Volumen der Z-Abmessung, die in früheren Konstruktionen nutzlos war, zu einem nutzbaren Raum wird. Das ist als der nutzbare Raum 4425 in Fig. 44D zu sehen, der jetzt für die Platzierung intelligenter Antennen oder intelligenter Antennengruppen verfügbar ist, wie z. B. der Antennen 4421 und der Antennengruppen, von denen sie einen Teil bilden.

[0254]  Wie vorstehend erwähnt ist in Fig. 44B und in Fig. 44D der Die von Kontakten 4407 umgeben, die in einigen Aspekten Lotperlen sein können. Diese Kontakte, beispielsweise wie erwähnt Lotperlen, kontaktieren wenigstens eine metallisierte Schicht des Substrats 4401. Das ist in den Fig. 44B und Fig. 44D zu sehen. In dem Ausschnitt von Fig. 44D ist zu sehen, dass die Lotperlen 4407 außerdem sowohl eine metallisierte Schicht des Substrats 4401 als auch eine metallisierte Schicht des Substrats 4419 kontaktieren. Deshalb wirken in einigen Aspekten, falls die Lotperlen, die den Die umgeben, mit einer hohen Dichte beabstandet sind, die Kombination aus den Lotperlen und dieser zwei metallisierten Schichten, oben und unten, als ein Faraday-Käfig, der zu einer Abschirmung für den Die 4409 wird, ohne die Größe und Höhe der diskreten Metallabschirmung, die in früheren Konstruktionen verwendet wurden, zu benötigen. In einigen Aspekten können die Kontakte metallisierte Vias sein und können auch, falls sie mit hoher Dichte beabstandet sind, in Kontakt mit einer oberen und einer unteren metallisierten Schicht als ein Faraday-Käfig wirken.

[0255]  In einigen Aspekten können die Vias senkrecht zu den Substraten sein. In einigen Aspekten können die Vias in einer in Bezug auf die Substrate schrägen Richtung sein. In jedem Fall ist die Dichte der Beabstandung der Kontakte, wie z. B. der Vias, oder die Dichte der Abstände zwischen den Kontakten ungefähr λ/20 oder weniger, wobei X die Wellenlänge der Arbeitsfrequenz ist. Mit Blick auf den beschriebenen Faraday-Käfig kann die mechanische Abschirmung der früheren Konstruktionen in den beschriebenen Aspekten fehlen, was die Z-Höhe noch kleiner macht.

[0256]  Zusätzlich müssen die Antennenelemente 4403, 4404 und die Antennenelemente 4421 der Packages 4401 bzw. 4419 nicht in demselben Sendeempfänger sein. Ein wichtiger Vorteil gestapelter Packages ist es zu ermöglichen, dass mehrere Funkeinrichtungen und mehrere Systeme aufeinander oder nebeneinander gestapelt sein können. In einigen Aspekten können die Antennen 4403, 4404 mit einer Funkeinrichtung in einem Wi-Fi-System, das innerhalb eines Wi-Fi-Frequenzbands arbeitet, gekoppelt sein, und die Antennen 4421 können mit einer Funkeinrichtung in einem drahtlosen mmWellen-Gigabit-(WiGig-) System gekoppelt sein, wobei der Die 4409 in einigen Aspekten eine Wi-Fi-Systemkonfiguration und eine mmWellen-WiGig-Systemkonfiguration aufweist.

[0257]  In einigen Aspekten kann der Die 4409 tatsächlich mehrere Diee aufweisen, beispielsweise einen Die, der für Wi-Fi-Betrieb konfiguriert ist und der mit einer Gruppen von Antennen wie z. B. 4403, 4404 verbunden ist, und ein zweiter Die, der für mmWellen-WiGig-Betrieb konfiguriert ist und der mit einer weiteren Gruppe von Antennen wie z. B. 4421 verbunden ist. Ferner kann, falls Antennengruppen wie z. B. die Patchelemente 4403, 4404 und 4421 wegen der Überlagerung von Antennenelementen wie z. B. in der POP-Konfiguration von Fig. 44D einander elektrisch entgegengesetzt sind, und falls die Antennen gesteuert werden, um zusammen zu feuern, die Strahlung in einigen Aspekten seitlich in dem Querstrahler-Betrieb sein, wie es allgemein bei 4420 in Fig. 44D angegeben ist.

[0258]  Weiterhin kann in einigen Aspekten das Feuern der Antennengruppen auf entgegengesetzten Seiten des Packages algorithmisch gesteuert werden, um in entgegengesetzten Richtungen zu feuern, selbst in einer Winkel-Opposition von einhundertachtzig Grad (180°); und in einigen Aspekten kann das Feuern der Antennengruppen auf entgegengesetzten Seiten des Packages in der gleichen Richtung sein.

[0259]  Wie in den Fig. 45A bis Fig. 45D und den Fig. 46A bis Fig. 46D zu sehen ist, kann die Anzahl von Antennen in unterschiedlichen Aspekten aufgrund des Stapelns in einigen Aspekten variieren. In früheren Konstruktionen war die Antennenplatzierung aufgrund des Raums, der durch die diskrete Metallabschirmung eingenommen wurde, nur auf spezifische Orte des Packages beschränkt. Wegen der Verbesserungen aufgrund der hier beschriebenen Stapeltechnologie gibt es jedoch normalerweise keine solche Einschränkung. Ferner verursachte, wie vorstehend erwähnt, die Metallabschirmung früherer Konstruktionen die Blockierung der Strahlung, was die Platzierung der Antennen zusätzlich einschränkt. Diese Einschränkung ist in POP-Konstruktionen weitgehend eliminiert. Infolgedessen können in einigen Aspekten die Anzahl von Antennen und die Größe und die Form der Antennengruppe gemäß den Anforderungen der Vorrichtung, in die die spezielle Baugruppe integriert wird, angepasst werden.

[0260]  Der in den Fig. 45A bis Fig. 45D dargestellt Aspekt stellt eine Variation des Aspekts von Fig. 44A bis Fig. 44D dar, wobei sich ähnliche Bezugszeichen auf ähnliche Zeichnungselemente in beiden Figurengruppen beziehen. Fig. 45A stellt eine Draufsicht eines Substrats eines Package eines weiteren Zweibaugruppensystems gemäß einigen Aspekten dar. Fig. 44B stellt eine Unteransicht des Substrats von Fig. 44A gemäß einigen Aspekten dar. Fig. 44C stellt eine Unteransicht eines Substrats einer zweiten Baugruppe des Zweibaugruppensystems der Fig. 44A und Fig. 44B gemäß einigen Aspekten dar.

[0261]  Fig. 45A stellt das Package 4500 dar, die das Substrat 4501 und Antennen, von denen eine als 4504 gekennzeichnet ist, dar. Die Antennen sind als Patchdualantennen durch die zwei Anpassungspunkte, die durch zwei Punkte auf jedem Antennenelement angegeben sind, dargestellt. Das Substrat 4501 ist in Draufsicht dargestellt. Fig. 45B ist die Unterseite des in Fig. 45A dargestellten Substrats 4501. In Fig. 45B sind der RFIC-Die 4509 und diskrete Komponenten, von denen eine als 4511 gekennzeichnet ist, dargestellt. Die Kontakte 4507, die in einigen Aspekten Lotperlen sind, umgeben die Umfangsfläche des Dies und der diskreten Komponenten und kontaktieren wenigstens eine Schicht des Substrats 4501. Die horizontale Abmessung L2 des Packages 4504 besitzt in einigen Aspekten die im Wesentlichen gleiche horizontale Länge wie die Kontakte 4507, die einen Faraday-Käfig bilden.

[0262]  In den Fig. 45A bis Fig. 45D können Antennen, wie z. B. die Patchantennen 4504, die eine Antennengruppe auf dem Substrat 4501 bilden, und die Patchantennen 4521, die eine Gruppenantenne auf dem Substrat 4519 bilden, symmetrisch und vertikal einander gegenüberliegend platziert sei, wie es in einigen Aspekten erwünscht sein kann. Das wird es ermöglichen, dass die Antennenelemente so gesteuert werden, dass sie zusammen feuern und Strahlung in einer oder mehreren Richtungen bereitstellen, wie z. B. Strahlung in entgegengesetzten Richtungen bereitstellen, normal zu dem Substrat 4519 durch die Gruppe, die die Antennenelemente 4521 aufweist, und normal zu dem Substrat 4501 durch die Gruppe, die die Antennenelemente 4504 aufweist. In einigen Fällen kann, abhängig von der Feuersequenz, die Strahlung der zwei vorstehend genannten Gruppen seitlich im Querstrahlerbetrieb sein, wie bei 4520 dargestellt ist.

[0263]  Fig. 45D stellt die erste Baugruppe und die zweite Baugruppe der Fig. 45A bis Fig. 45C, gestapelt in einer Package-auf-Package-Implementierung, gemäß einigen Aspekten dar. Der Aspekt 4506 von Fig. 45D ist weitgehend derselbe wie der von Fig. 44D. Wie in Fig. 44D ist das Stapeln nicht nur vorteilhaft für die Verbesserung der Z-Höhe, es sind auch Vorteile durch die Fähigkeit vorhanden, den X-Y-Bereich zu verwenden, um bessere Antennenstrahlung bereitzustellen. Solche Vorteile waren in einigen früheren Konstruktionen nicht verfügbar, wie vorstehend erläutert ist.

[0264]  Der in den Fig. 46A bis Fig. 46D dargestellte Aspekt ist eine weitere Variation des Aspekts von Fig. 44A bis Fig. 44D, wobei sich ähnliche Bezugszeichen auf ähnliche Zeichnungselemente in beiden Figurengruppen beziehen. Die horizontale Abmessung L3 des Dies 3604 von Fig. 46C ist, wie in Fig. 45C, die im Wesentlichen gleiche horizontale Länge wie die horizontale Länge der dicht gepackten Kontakte 4607, die einen Teil eines Faraday-Käfigs bilden, um den Die 4609 abzuschirmen. Die diskreten Komponenten 4611 sind seitlich separat von dem Die 4609 platziert worden und sind in einigen Aspekten durch eine Einkapselung 4614 in der Package-auf-Package-Konfiguration von Fig. 46D geschützt. Das Verwenden einer Einkapselung innerhalb von Packages oder in einem Package-auf-Package-Aspekt ist nachstehend mit Bezug auf Fig. 47D genauer erläutert.

[0265]  Die Fig. 47A bis Fig. 47D stellen ein Beispiel einer eingekapselten POP-Implementierung gemäß einigen Aspekten dar. Fig. 47A stellt eine Draufsicht eines Substrats eines Package wiederum eines weiteren Zweibaugruppensystems gemäß einigen Aspekten dar. Fig. 47B stellt eine Unteransicht des Substrats von Fig. 46A gemäß einigen Aspekten dar. Die Antennenelemente 4704, 4721, die in einigen Aspekten Patchantennen sind, sind im Wesentlichen derselbe Typ von Antennenelementen wie in den Fig. 44A bis Fig. 44D, außer dass acht Antennenelemente 4704 und vier Antennenelemente 4721 vorhanden sind. Die Anzahl und der Typ der Antennenelemente sind insofern nicht kritisch, als mehrere Typen und Anzahl von Antennenelementen in Übereinstimmung mit den Bedürfnissen und der Spezifikation der vorhandenen Baugruppe verwendet werden können.

[0266]  In einigen Aspekten können die Antennenelemente 4704 und 4721 zwei Gruppen, wie in den Fig. 47A und Fig. 47C angegeben ist, an unterschiedlichen Platzierungen auf den jeweiligen Packages gemäß einigen Aspekten bilden. Fig. 47C stellt eine Unteransicht eines Substrats einer zweiten Baugruppe des Zweibaugruppensystems der Fig. 47A und Fig. 47B gemäß einigen Aspekten dar. Die Tatsache ist bemerkenswert, dass sich Antennenelemente 4721 seitlich von ihrer Position in den früheren Figuren befinden, was erneut die Vielseitigkeit der Antennenplatzierung darstellt, die durch die Technologie mit gestapelten Packages ermöglicht ist, wobei diese Vielseitigkeit in früheren Konstruktionen mit einer diskreten Metallabschirmung, die die Platzierung und die Strahlung der Antennenelemente behindert, nicht verfügbar war. Fig. 47D stellt die erste Baugruppe und die zweite Baugruppe der Fig. 44A bis Fig. 44C, gestapelt in einer Package-auf-Package-Implementierung, gemäß einigen Aspekten dar.

[0267]  In Fig. 47D ist die Einkapselung, oder der Guss, 4724 bemerkenswert, die den Die 4709 und die diskreten Komponenten 4711 bedeckt. Die Einkapselung kann Gussmasse, Harz, ein Klebemittel und dergleichen sein. Die Gussmasse durchdringende Vias 4715 verbinden die Antennenelemente des Substrats 4701 und die Antennenelemente des Substrats 4719 mit dem Die 4709 und funktionieren in einigen Aspekten als Antennenspeisungen wie z. B. mit Hilfe der Streifenleitungen 4712, 4714. Die Gussmasse durchdringende Vias können von verschiedenen Typen sein, z. B. Kupferstifte, Lotperlen, Durchgangslöcher, die mit leitfähigem Epoxid beschichtet sind, oder irgendein anderer geeigneter Leiter. Die Einkapselung kann ein vollständig definierbares Material sein wie z. B. Epoxid, das ein lasermechanisch bohrbares Material sein kann. Alternativ kann die Gussmasse gemäß einigen Aspekten ein fluides Material sein, das tatsächlich um die Stifte gegossen wird. Als ein Beispiel könnten die die Gussmasse durchdringenden Vias vertikale säulenähnliche Stäbe oder Stifte sein, und die Einkapselung kann so fluide sein, dass sie alle Stäbe (oder Stifte) einhüllen kann. Deshalb könnten die die Gussmasse durchdringenden Vias vom Stifttyp zuerst platziert werden, und danach kann dann die Einkapselung hinzugefügt werden. Alternativ kann die Einkapselung zuerst hinzugefügt werden und die die Gussmasse durchdringenden Vias können durch Bohren durch die Einkapselung und Hinzufügen der leitfähigen Vias nach dem Bohren durch die Einkapselung hinzugefügt werden. Ein Vorteil der Einkapselung ist es, dass, obwohl die Antennen nahe an dem Die bleiben, wie vorstehend diskutiert, die Gussmasse dem Die einen signifikanten zusätzlichen Schutz verleiht, was erhöhte Zuverlässigkeit und Robustheit hinzufügt, ohne den Abstand von den Antennenelementen zu dem Die signifikant zu vergrößern, anders als der vergrößerte Abstand aufgrund der Platzierung der Antennen, der Teil der Anforderungen für die vorhandene Baugruppenlösung sein könnte.

[0268]  Eine zusätzliche signifikante Verwendung sowohl des X- und Y-Raums als auch der Z-Höhe in mobilen Vorrichtungen ist die Verwendung eines Verbindungselements, häufig eines Schnapp-Verbindungselements. Deshalb würde das Beibehalten der benötigten elektrischen Verbindung von der Elektronik zu der Außenwelt, jedoch gleichzeitiges Entfernen der Notwendigkeit eines Verbindungselements wesentlichen und wertvollen X-Y-Grundfläche und Z-Höhe in einer Baugruppe für eine mobile Vorrichtung einsparen. Es wurde das Löten des flexiblen Koaxialkabels oder eines Kabels einer anderen Technologie, das die elektrische Verbindung bereitstellen und dadurch das Verwenden eines Verbindungselements vermeidet, in Betracht gezogen. In einigen Aspekten kann das flexible Kabel an Ort und Stelle gelötet werden und dann in das Package eingegossen werden, auf weitgehend die gleiche Weise wie das Eingießen von Komponenten durch Verwendung einer Einkapselung, wie vorstehend beschrieben. In einigen Aspekten kann das Koaxialkabel 4722 von Fig. 47D an die geeigneten Verbindungspunkte gelötet sein, wie z. B. bei 4720, und ist in einigen Aspekten außerdem durch die Einkapselung 4724 befestigt. Eine Einkapselung, wie z. B. eine Gussmasse, Epoxid oder eine andere Einkapselung, ermöglicht es, dass das Koaxialkabel mit dem Substrat als eine abgedichtete Lösung verbunden sein kann, die dann mit einem Typ eines leitfähigen Materials spritzmetallisiert werden kann, um die gesamte Kombination abzuschirmen. Auf diese Weise gelötete und eingegossene Koaxialkabel sollten eine ausreichende Stärke aufweisen, um die elektrische Verbindung aufrechtzuerhalten, ohne dass das übliche Verbindungselement benötigt wird, wobei die Einkapselung die Koaxialkabelverbindung ausreichend robust in dem Package macht, um eine Lösung für die Notwendigkeit der elektrischen Verbindung von dem Inneren des Packages zu der Außenwelt bereitzustellen, ohne ein eigentliches Verbindungselement zu benötigen. In einigen Aspekten kann das Löten wie bei 4720 nicht notwendig sein, und die Einkapselung wird für die benötigte Robustheit ausreichend sein. Das führt zu der wesentlichen Einsparung von XYZ-Raum, die vorstehend kurz diskutiert ist. In einigen Aspekten kann dieses flexible Kabel die benötigte Verbindung unter Verwendung eines Platinen-zu-Platinen-Verbindungselements bereitstellen.

[0269]  In einigen Aspekten ist eine Notwendigkeit vorhanden, dass Antennen sowohl auf der Oberseite als auch auf der Unterseite eines Substrats, das einen Die aufweist, vorhanden sind, und außerdem sowohl die Z-Höhe als auch die Y-Abmessung des Packages zu reduzieren. Eine Lösung, die die vorstehende Notwendigkeit bereitstellt, verwendet zwei nebeneinander liegende Packages. Fig. 48A stellt eine Draufsicht von zwei Packages eines Zweibaugruppen-nebeneinander-Baugruppensystems gemäß einigen Aspekten dar. Fig. 48A stellt zwei unterschiedliche Packages 4800, 4802 in einer Nebeneinanderkonfiguration gemäß einigen Aspekten dar. Die allgemein in Fig. 48A zu sehende Baugruppe 4800 enthält ein Substrat 4801. In einer Draufsicht („OBEN“) der Die 4801 ist ein Element 4808 zu sehen, das eine Teildraufsicht einer Metallabschirmung ist, die den RFIC-Die 4809 und die zugehörigen Komponenten zum Schutz vor RFI/EMI bedeckt. Versetzt zu beiden Seiten der Abschirmung 4808 sind diskrete Komponenten des Typs, die keine Abschirmung erfordern, von denen eine bei 4811 bezeichnet ist, und Kontakte, wie z. B. Lotperlen, 4810. Fig. 48B stellt eine Unteransicht der zwei Packages von Fig. 48A gemäß einigen Aspekten dar. Auf der Unterseite des Substrats 4801 des Packages 4800 sind Antennenelemente als Dualpatchantennen dargestellt, von denen eine als 4804 gekennzeichnet ist. Außerdem dargestellt sind Längsstrahler-Antennen wie z. B. die Dipole 4805. Obwohl der aktuelle Aspekt Patchantennen und Dipolantennen darstellt, können andere Aspekte andere Antennentypen verwenden, abhängig von der benötigten Lösung.

[0270]  Ein zweites Package ist allgemein bei 4802 in Fig. 48A dargestellt. Dargestellt ist eine Draufsicht („OBEN“) des Packages 4819 gemäß einigen Aspekten. Das Package 4819 weist die Kontakte 4810' auf, die in einigen Aspekten Lotperlen sind, diskrete Komponenten, von denen eine als 4813 gekennzeichnet ist, und ein gelötetes und/oder eingekapseltes Kabel 4817, das nachstehend genauer diskutiert ist. Die Unteransicht („UNTEN“) des Packages 4819, die in Fig. 48B dargestellt ist, weist gemäß einigen Aspekten Dualpatchantennenelemente auf, von denen eines bei 4821 gekennzeichnet ist, die in einer Gruppe angeordnet sind. Aufgedruckte Dipolantennen, von denen eine als 4820 gekennzeichnet ist, sind für Längsstrahler-Betrieb konfiguriert, gemäß einigen Aspekten.

[0271]  Fig. 48C stellt die Packages 4800, 4802 dar, die nebeneinander konfiguriert sind. Das Kabel 4817 und die diskreten Komponenten 4813 des Packages 4802 sind durch eine Einkapselung 4824 eingekapselt. Die diskreten Komponenten, eine bei 4811, und die Abschirmung 4808 (in der Zeichnung aus Gründen der Platzeinsparung nicht gezeigt) und der Die 4809 sind ebenfalls durch eine Einkapselung 4814 eingekapselt. Die Tatsache ist bemerkenswert, dass das Package 4800 „umgedreht“ worden ist. Mit anderen Worten ist, während das Package 4802 mit ihrer Oberseite („OBEN“) oben in Fig. 48C und ihrer Unterseite („UNTEN“) unten in Fig. 48C angeordnet ist, ist das Package 4800 dem Package 4802 gegenübergestellt, wobei das Package 4800 mit ihrer Oberseite („OBEN“) unten in Fig. 48C und ihrer Unterseite („UNTEN“) oben in Fig. 48C angeordnet. Die zwei Packages sind durch Kontakte wie z. B. Lotperlen bei 4810-4810', die zusammen gebondet sind, befestigt. Das führt dazu, dass die Antennen 4821 (die auf der UNTEN-Seite des Packages sind) nach unten weisen und die Antennen 4804, die auf der UNTEN-Seite des Packages 4019 sind, tatsächlich nach oben weisen, um die benötigte Lösung bereitzustellen, nämlich die Z-Höhe zu reduzieren und die Y-Abmessung des Packages zu reduzieren, wie vorstehend erwähnt.

[0272]  Die Reduktion der Z-Höhe kann aus der Tatsache gesehen werden, dass die Nebeneinanderkonstruktion kein vertikales Stapeln auf die Art der vorstehenden POP-Konstruktionen verwendet. Die Reduktion der Y-Abmessung ist aus den Fig. 48C und Fig. 48D zu sehen. In beiden Figuren sind die Abmessungen der Antennen 4804 und 4821 extrem klein. Ferner sind in Fig. 48A die Abmessungen des Dies ebenfalls extrem klein. Diese beiden Faktoren führen zu einer kleineren Y-Abmessung, was es ermöglicht, dass die Konstruktion nahe an dem Rand (der Y-Abmessung) der Benutzervorrichtung platziert wird, was in einigen Aspekten zusätzlichen X-Y-Raum dafür lässt, dass die Anzeigevorrichtung einer mobilen Benutzervorrichtung nahezu den Rand der mobilen Vorrichtung in der Y-Abmessung erreicht. Beide Mengen von Antennen 4821, 4804 werden durch den Die 4809 gespeist. Die Antennen 4804 werden wegen der Nähe dieser Antennen zu dem Die die gewünschten extrem kurzen Speiseleitungen von dem Die 4809 aufweisen. Die Antennen 4821 werden etwas längere Speiseleitungen aufweisen aufgrund des Versatzes, was in dem vorliegenden Fall annehmbar ist, um in eine spezifische mechanische Konstruktion der mobilen Vorrichtung zu passen, was in diesem Beispiel die Y- und Z-Abmessungen in einem sehr engen Raum zwischen dem Anzeigebildschirm und dem Ende des Deckels einer mobilen Vorrichtung verringert.

[0273]  Wenigstens einige der vorstehend beschriebenen Anforderungen für variierende Polaritäten und variierende räumliche Diversity abgestrahlter Funkwellen zu variierenden Zeiten können durch Umnutzen der Karte mit dem Standard-Mikro-SD-Formfaktor erfüllt werden, so dass sie eine mmWellen-Antenne und eine Sendeempfängervorrichtung oder einen anderen Die aufweist, für Benutzervorrichtungen zur drahtlosen Kommunikation wie z. B. mobile Vorrichtungen, in einigen Aspekten. Der Vorteil dieser Umnutzung ist, dass dieser Formfaktor in mobilen Vorrichtungen verwendet werden kann. Weil das Mikro-SD-Format die richtige Größe ist, um eine Anzahl von einer bis einigen wenigen mmWellen-Antennen zu integrieren, und dafür, dass eine RIFIC in einen bereits existierenden Formfaktor platziert werden kann, gibt es keine Notwendigkeit, einen neuen Formfaktor zu konstruieren. Stattdessen bietet die Erkenntnis, dass dieser existierende Formfaktor schnell eine Lösung implementieren werden kann, die in tragbaren / Telefon-Lösungen akzeptiert ist, eine gewaltige Kosteneinsparung und möglicherweise einen Betriebsvorteil. Ferner stellt die Tatsache, dass die Karte mit dem Micro-SD-Formfaktor in eine Benutzervorrichtung steckbar ist, einen Formfaktor-Marktvorteil, weil sie nach Belieben installiert werden kann oder in der Installation zurückbehalten werden kann, wie es für einen Aspekt geeignet ist.

[0274]  Die Karte mit dem Micro-SD-Formfaktor kann eine Besetzung / Entfernung von Antennen und Funktechnologie nach Bedarf mit austauschbaren Frequenzbereichen, um unterschiedliche Geographien zu unterstützen, ermöglichen. Beispielsweise können unterschiedliche Geographien aus regulatorischer Sicht unterschiedliche Frequenzbänder zur Verwendung verfügbar machen. Falls die Mikro-SD-Karten für ein Frequenzband definiert sind, können sie nach Bedarf in eine Benutzervorrichtung ein- und ausgewechselt werden, um in dem gewünschten Frequenzband, das für diese spezielle Geographie geeignet ist, zu arbeiten.

[0275]  Solche Formfaktor-Karten können leicht nahe den Enden der mobilen Plattform platziert werden, so dass die Antennen nach außen weisen. Die Formfaktor-Karte weist bereits einen Bereich auf, der für RF freigelegt und nicht durch Sockelmetallisierung, die häufig auf Substraten zu finden ist, bedeckt ist. Dieser freigelegte Bereich kann dafür verwendet werden, dass eine Antenne oder eine kleine Gruppe innerhalb der Karte eingebettet werden. Angesichts der ultrakleinen Größe von Antennen, die an mmWellen-Frequenzen arbeiten, sind kleine Antennen und/oder kleine Antennengruppen, die in solche Bereiche passen, sehr effektiv.

[0276]  In einigen Aspekten können mehrere Instanzen einer solchen Karte angeordnet sein, um eine mächtige Antennengruppe (MAA) zu bilden. Ferner können mehrere Sockel (die außerhalb des für RF freigelegten Bereichs der Karte platziert sind) auch die Unterstützung von Teilsystemen mit unterschiedlichem Frequenzbereich ermöglichen. Antennen könnten in einigen Aspekten Antennen vom Längsstrahler-Typ sein, der freigelegte Abschnitt außerhalb der Sockelmetallstruktur könnte jedoch andere Typen von Antennen ermöglichen, die in andere Richtungen abstrahlen. Anders ausgedrückt und wie nachstehend mit Bezug auf Fig. 50 diskutiert wird, weist die Mikro-SD-Karte einen freigelegten Bereich auf, der nicht durch die dem Sockel, in dem die Mikro-SD-Karte eingesteckt ist, zugeordnete Metallisierung bedeckt ist. Antennen unterschiedlicher Typen können in diesem Bereich platziert sein, um Abstrahlung in unterschiedlichen Richtungen zu ermöglichen. In einigen Aspekten können Längsstrahler-Antennen verwendet werden, weil die Längsstrahler-Strahlungsmusterrichtung seitlich zu der Orientierung der Mikro-SD-Karte wäre. Es können jedoch auch andere Antennentypen mit anderer Strahlungsmusterabdeckung verwendet werden.

[0277]  Wie sie in dieser Offenbarung verwendet sind, sind Begriffe wie „vorne“, „hinten, „oben“, „unten“, „Seite“ und dergleichen relativ zu der Orientierung der Zeichnung verwendet. Fig. 49 ist eine Darstellung der verschiedenen Größen von SD-Flash-Speicherkarten. Die SD-Flash-Speicherkarten können in die Sendeschaltung 315, die Empfangsschaltung 320, die RF-Schaltung 325 und die Antennengruppenschaltung 330 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist integriert sei, obwohl die SD-Flash-Speicherkarten nicht darauf beschränkt sind. Die verschiedenen Größen des SD-Formfaktors sind allgemein bei 4900 zu sehen. Die Karte mit Standard-SD-Formfaktor ist in einer Vorderansicht 4901A und einer Rückansicht 4901B zu sehen. Elektronische Kontakte sind bei 4903 zu sehen. Die Abmessungen der Karte mit Stand-SD-Formfaktor sind in Millimetern dargestellt. Der Mini-SD-Formfaktor ist bei 4905 in Vorder- und Rückansicht und ebenfalls mit in Millimetern angegebenen Abmessungen zu sehen. Der Mikro-SD-Formfaktor und seine Abmessungen sind bei 4907 zu sehen, ebenfalls in Vorder- und Rückansicht.

[0278]  In einigen Aspekten kann die Karte mit Micro-SD-Formfaktor effektiv für mmWellen-Kommunikation mit einer Änderung des Inhalts und der Funktionalität, um die Karte für mmWellen-Betrieb in drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen anzupassen, verwendet werden. Ein Grund dafür ist, dass, wie vorstehend kurz diskutiert, die Größe des Mikro-SD-Kartenformats ermöglicht, dass sie für mmWellen-Betrieb verwendet wird, insbesondere da der Platz in einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung sehr wertvoll ist und die Größe des Mikro-SD-Formats einen Platzvorteil zur Verwendung in mobilen Vorrichtung, wo Platz rar ist, bereitstellt. Ferner ist, angesichts dessen, dass die Mikro-SD-Karte elektronische Kontakte an einem „hinteren“ Bereich 4909 aufweist, der „vordere“ Bereich 4911A, 4911B der Abschnitt der Mikro-SD-Karte, der freigelegt ist und nicht durch die Metallisierung des Sockels, in dem die Mikro-SD-Karte eingesteckt ist, bedeckt ist. Das macht sie für Millimeterwellenfrequenzteilsysteme mit Antennen attraktiv, weil die Antennen in dem freigelegten Bereich sein können, während andere Teile wie der Sendeempfänger durch Metallisierung, die als eine Abschirmung wirkt, bedeckt sein können. In einigen Aspekten sind Antennen in dem Innenbereich der Karte bei 4911A und 4911B platziert, was nachstehend genauer diskutiert ist. Antennen erfordern nicht metallisierte Bereiche, wo sie aus dem drahtlosen Teilsystem ausstrahlen können. Da sie nicht metallisiert sind, sind die Innengebiete von 4911A und 4911B ideal für die Platzierung von Antennen.

[0279]  Fig. 50 stellt eine dreidimensionale Ansicht einer Mikro-SD-Karte mit geändertem Inhalt und geänderter Funktionalität, um die Karte für drahtlosen mmWellen-Kommunikationsbetrieb umzunutzen, gemäß einigen Aspekten dar. Die Karte mit Mikro-SD-Karten-Formfaktor weist die Karte 5001 auf, gesehen in einer dreidimensionalen Ansicht mit der Vorderseite 5001 der Karte in vollständiger Ansicht. Die elektrischen Kontakte 5003 auf der Rückseite der Karte sind in verdeckter Ansicht dargestellt. Als Teil der Änderung des Inhalts und der Funktionalität, auf die vorstehend hingewiesen ist, ist die RFIC 5005 innerhalb der Mikro-SD-Karte dargestellt und deshalb ebenfalls in verdeckter Ansicht gezeigt. Der Innenteil der Karte, gesehen entlang dem Schnitt XX-XX, zeigt Antennen, die in der Figur als Dipolantennen 5107A, 5107B dargestellt sind, und ist ebenfalls in verdeckter Ansicht insofern, als sie zur Vorderseite der Karte 5009 innenliegend sind, gemäß einigen Aspekten. Mit anderen Worten müssen die Antennen freigelegt sein, um von der Plattform, in der sie platziert sind, nach außen abzustrahlen.

[0280]  Dass das metallisierte Verbindungselement für diese Typen von SD-Karten an der Rückseite 5003 ist, lässt den dicken Abschnitt 5009 der Mikro-SD-Karte 5001 ohne Metall, das ihn bedeckt, so dass der dicke Abschnitt ideal zur Antennenplatzierung ist. Da sie so klein ist, ist die Karte auch gut für mmWellen-Frequenzen geeignet, da die Antennen kleiner wären als der verfügbare Bereich und somit mehr als eine Antenne aufgenommen werden kann, um eine Gruppe zu bilden, und/oder Antennen-Diversity enthalten sein kann. Diese Tatsache bietet einen zusätzlichen Vorteil, dass die Antennen für Mehr-Eingabe-Mehr-Ausgabe- (MIMO-) Betrieb verwendet werden können. Anders ausgedrückt können mehrere Antennen auf unterschiedliche Weisen in Funksystemen verwendet werden. Sie können einfach kombiniert sein, sie können verwendet werden, um einen Strahl elektrisch zu lenken, und sie können verwendet werden, um MIMO zu unterstützen, wodurch unterschiedliche Antennen eine separate Funkkette unterstützen, die verwendet werden kann, um einen separaten Datenstrom zu senden/empfangen, unabhängig von den anderen Antennen in der Lösung, und es können auch zusätzliche Funktionen implementiert sein.

[0281]  Als ein Beispiel für den MIMO-Betrieb kann gemäß einigen Aspekten die Antenne 5107A verwendet werden, um einen MIMO-Strom zu unterstützen, und die Antenne 5107B kann verwendet werden, um einen zweiten MIMO-Strom zu unterstützen. Das kann auch unter Verwendung von Antennen unterschiedlicher Polarisation implementiert sein. Die RFIC 5005 wäre konstruiert, um diese Konfigurationen und die Anzahl von Strömen zu unterstützen. In diesem Aspekt sind zwei Antennen 5107A und 5107B dargestellt, dieses Schema ist jedoch nicht auf nur zwei beschränkt.

[0282]  Die RFIC 5005 und die Antennen 5107A, 5107B können gemäß einigen Aspekten geätzt, aufgedruckt oder auf andere Weise auf oder innerhalb einer PCB innerhalb des Teilsystems bei 5009 konfiguriert sein, das in die gewünscht Mikro-SD-Kartenform eingegossen sein kann. Die Dicke des Abschnitts 5009 kann in einigen Aspekten verwendet werden, um höhere Antennenstrukturen wie diejenigen, die für Antennen mit vertikaler Polarisation benötigt werden, zu integrieren. Die Unterseite der PCB würde die Randkartenkontakte an der Unterseite aufweisen, die den Kontakt zu den Federkontakten in dem Mikro-SD-Sockel herstellen. Die bei 5107A, 5107B dargestellten Antennen sind, wie vorstehend erwähnt, Dipolantennen und können ein halbkugelförmiges Muster abstrahlen, während andere Typen von Antennen sektoriellere Muster aufweisen können. Die Dipolantennen können insofern als Querstrahler betrachtet werden, als sie auch auf derselben Ebene abstrahlen wie die PCB und die Mikro-SD-Karte, selbst wenn sie auch nach oben und nach unten abstrahlen. Da der freigelegte Teil 5009 der Karte 5001 an dem Rand ist, ist es wahrscheinlicher, dass Querstrahler-Antennen in diesem Formfaktor verwendet werden, wie in Fig. 52 zu sehen ist, die nachstehend diskutiert ist. Dieser Formfaktor fällt auch mit dem Typ der Plattform zusammen, in das dieser integriert sein könnte, wie z. B. Telefone. Mit anderen Worten sind Mikro-SD-Karten bereits der aktuelle Formfaktor aktueller Standardspeichermodule für Telefone, weil sie relativ klein sind, jedoch die Fähigkeit aufweisen, auch Speicher mit hoher Speicherkapazität zu unterstützen.

[0283]  Ferner kommen, wenn sie in einer Gruppenformation mit mehreren Instanzen solcher Mikro-SD-Karten angeordnet sind, mehr Optionen ins Spiel, und es können unterschiedliche Antennentypen, die in unterschiedliche Richtungen abstrahlen, verwendet werden. Dass sie eine sehr kleine Karte ist bedeutet, dass die Karte Antennen mit einer Größe der gleichen Größenordnung unterstützen kann, die mit Frequenzen in dem mmWellen-Bereich gleichzusetzen sind. Nur als ein Beispiel gibt es drahtlose WiFi-Lösungen in dem Mini-SD-Karten-Formfaktor, weil diese Größe größer ist und größere Antennen unterstützen kann, die mit dem Frequenzbereich wie demjenigen des WiFi-Frequenzbereichs (Zentimeterwellen) zusammenfallen. Da die Mikro-SD kleiner ist, kann sie eine kleinere Antenne, die an mmWellen-Frequenzen verwendbar ist, oder einige wenige solcher Antennen unterstützen, was bedeutet, dass die Antennen verwendet werden können, um Gruppen zu bilden, wenn sie in geeigneten Abständen voneinander platziert sind, wobei die Abstände eine Funktion der Frequenz sind.

[0284]  Fig. 51A stellt eine Mikro-SD-Karte von Fig. 50, die das Strahlungsmuster für die Dipolantennen von Fig. 50 zeigt, gemäß einigen Aspekten dar. Die Strahlung aus den Dipolen 5107A, 5107B ist in Art eines halben Kreisrings, der seitlich abstrahlt, jedoch auch nach oben und nach unten abstrahlt. Die andere Hälfte des Strahlungsmusters kann durch das Telefon / die tragbare Vorrichtung oder die Metallisierung des Mikro-SD-Sockels blockiert sein. Fig. 51B stelle die Mikro-SD-Karte von Fig. 50 mit vertikal polarisierten Monopolantennenelementen, die vertikal in dem freigelegten Bereich 5109B stehen, der in der Z-Höhe begrenzt ist, gemäß einigen Aspekten dar. Andere halb umwickelnde vertikal polarisierte Elemente können ebenfalls verwendet werden. Es können auch gefaltete Dipole verwendet werden. Fig. 51C stellt die Mikro-SD-Karte von Fig. 50 mit zurückgefalteten Dipolantennen 5107AC, 5107BC gemäß einigen Aspekten dar. Die Fig. 51A, Fig. 51B und Fig. 51C stellen nur einige der verschiedenen Typen von Antennenelemente dar, die in verschiedenen Aspekten, sowohl einzeln und in Gruppen, verwendet werden können.

[0285]  Fig. 52 stellt drei Mikro-SD-Karten gemäß einigen Aspekten dar, die wie vorstehend diskutiert modifiziert sind, um mehrere Instanzen einer solchen Karte bereitzustellen, von denen jede mehrere Antennen pro Karte aufweisen kann. In Fig. 52 ist allgemein eine Kombination aus einer Hauptplatine 5201, an der drei Mikro-SD-Karten 5203, 5205, 5207 angeschlossen sind, zu sehen, wobei die Karten von der üblichen Flash-Speicher-Funktion modifiziert sind, wie vorstehend diskutiert ist. Die Antennen können in einigen Aspekten Dipolantennen 5107A, 5107B in jeder Karte sein, wie vorstehend diskutiert, und strahlen in Längsstrahler-Richtung ab, wie durch die Pfeile, die von jeder Karte verlaufen, dargestellt ist. Wie in anderen Figuren hier dargestellt und mit Bezug auf sie diskutiert ist, können unterschiedliche Typen von Antennen in einigen Aspekten verwendet werden, um Antennen zu implementieren, die verschiedene Anforderungen erfüllen, gemäß der vorhandenen Lösung. Obwohl drei Gruppen dargestellt sind, kann das in jeder Richtung erweitert werden durch Hinzufügen zusätzlicher Karten entlang der X-Achse, um die Größe der Gruppen zu vergrößern. Tatsächlich kann das auch in der Z-Richtung gestapelt sein, um die Gruppe sowohl in der X- als auch der Z-Abmessung zu erweitern, wie durch das Koordinatensystem von Fig. 50 dargestellt ist, abhängig von dem verfügbaren Volumen. Durch Hinzufügen vieler Mikro-SD-Karten nebeneinander oder aufeinander gestapelt mit den richtigen Abständen von Antenne zu Antenne und dem verfügbaren Volumen kann eine mächtige Antennengruppe (MAA) konfiguriert werden. Die Anzahl von Antennen auf jeder Karte kann von einer Antenne bis mehreren Antennen auf jeder Karte sein, abhängig von der Betriebsfrequenz und deshalb der Wellenlänge λ.

[0286]  Der Raum in mobilen Vorrichtungen für drahtlose Kommunikation ist üblicherweise wegen der Menge der Funktionalität, die in dem Formfaktor solcher Vorrichtungen enthalten ist, sehr wertvoll. Herausfordernde Probleme entstehen unter anderem wegen der Notwendigkeit der räumlichen Abdeckung abgestrahlter Funkwellen und aus dem Aufrechterhalten der Signalstärke, wenn sich die mobile Vorrichtung zu anderen Orten bewegt, oder weil ein Benutzer von Zeit zu Zeit die mobile Vorrichtung in eine andere Orientierung bringen kann. Das kann in einigen Aspekten zu der Notwendigkeit variierender Polaritäten und variierender räumlicher Diversity der abgestrahlten Funkwellen zu variierenden Zeiten führen. Wenn Packages konstruiert werden, die Antennen aufweisen, die an Millimeterwellen-(mmWellen-) Frequenzen arbeiten, kann effizientes Verwenden des Raums dazu beitragen, Probleme wie z. B. die Anzahl benötigter Antennen, ihre Strahlungsrichtung, ihre Polarisation und ähnliche Anforderungen zu lösen. Wenigstens einige dieser Anforderungen können durch eine PCB mit Kugelgitteranordnung (BGA) oder Schachbrettanordnung (LGA) mit einem Bereich, der gegebenenfalls insbesondere frei von Perlen oder LGA-Kontaktstellen ist, um zu ermöglichen, dass Antennenelemente von verschiedenen Seiten der PCB, die einen angeschlossenen Millimeterwellen-(mmWellen-) Sendeempfänger aufweist, abstrahlen, in einigen Aspekten.

[0287]  Fig. 53A ist eine Seitenansicht eines Packagen-PCB mit getrenntem BGA- oder LGA-Muster mit einem angeschlossenen Sendeempfänger-Teilsystem gemäß einigen Aspekten. Die Baugruppen-PCB mit getrenntem BGA- oder LGA-Muster kann in die RF-Schaltung 325 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl die Baugruppen-PCB mit getrenntem BGA- oder LGA-Muster nicht darauf beschränkt ist. Die BGA- oder LGA-PCB weist die üblichen Schichten auf, die im Wesentlichen parallel sind. Typischerweise besetzen BGA- und LGA-Baugruppen die Perlen und Kontaktstellen in einer relativ gleichmäßigen Verteilung über das gesamte Teilsystem um das Teilsystem auf einer Hauptplatine (MB) zu befestigen. Es sind die BGA-Perlen 5305, 5306 dargestellt. Ein Bereich 5303, der frei von Perlen und/oder LGA-Kontaktstellen ist, ist absichtlich erzeugt, so dass dieser freie Bereich für einen Antennenabschnitt verwendet werden kann, in dem die Antennenelemente nach außen abstrahlen können, falls eine geeignete Öffnung auf der MB, an der die PCB 5301 angeschlossen ist, hergestellt wird. Mit anderen Worten sollte der Bereich 5303, manchmal als eine „Lücke“ bezeichnet, „kontaktfrei“ sein, um die Antennenelemente zu platzieren, um zu ermöglichen, dass die Antennen frei abstrahlen können. Anders ausgedrückt ermöglicht es die Lücke 5303 in den BGA/LGA-Anschlusspunkten, dass die Antennenelemente in der Lücke platziert sind und durch die Lücke, oder seitlich, falls die Antennenelemente vom Querstrahler-Typ sind, abstrahlen.

[0288]  Wie sie in diesem Patent verwendet sind, sind die Begriffe „oben“, „unten“, „nach oben“, „nach unten“, „zur Seite“ in Bezug auf die Orientierung der Zeichnung verwendet und sollen die Strahlungsrichtung nicht einschränken, wenn das Package in einer mobilen oder anderen Vorrichtung, die in irgendeiner Richtung orientiert sein kann, implementiert ist. Somit ist die hier beschriebene Strahlung in der Praxis in einer Richtung nach außen, unabhängig von der Orientierung des Packages in einer Benutzervorrichtung.

[0289]  In einem Aspekte strahlen nach unten (nach außen) weisende Antennenelemente 5315, 5316, 5319 und 5321, die hier als Patchantennen dargestellt sind, die in einigen Aspekten eine Gruppe von Patchantennen oder anderen Antennen sein können, nach unten. Das ist in der Zeichnung durch die Wellenmuster 5316, 5318, 5320 und 5322 dargestellt. Ein RFIC-Sendeempfänger 5307 kann oben auf dem Teilsystem befestigt sein und wird durch die Abschirmung 5309 vor Hochfrequenzstrahlung (RFI) und elektromagnetischer Störung (EMI) geschützt, sub sine Aspekte. Die Antennenelemente 5311, 5313, die in der Zeichnung nach oben weisen, können jeweils in der Richtung 5312, 5314 nach oben (nach außen) abstrahlen. Die Fähigkeit, aus einer Plattform aus mehreren Richtungen abzustrahlen, schafft Vorteile.

[0290]  Beispielsweise könnten, obwohl die Strahlung in entgegengesetzten Richtungen dargestellt ist, die dargestellten Patchantennen durch andere Antennentypen ersetzt werden, die zur Seite abstrahlen, wie z. B. Längsstrahler- oder Querstrahler -Antennen, und können an den Rändern des Teilsystems platziert sein. Somit kann das beschriebene Teilsystem unterschiedliche Typen von Antennen verwenden, die unterschiedliche Typen von Vorteilen aufweisen, die die Richtung der Abstrahlung und die Polarisation enthalten.

[0291]  Als ein Beispiel weisen die dargestellten Patchantennen einen Vorteil auf, dass jede zwei orthogonale Speisepunkte aufweisen können, um zwei Polarisationen zu erzeugen, ihre Strahlung jedoch ihrer Natur nach quer ist, so dass sie in der dargestellten Konfiguration gut funktionieren würden. Viele Antennenelemente, die auf dem Modul angeordnet sind, können in einigen Aspekten zur Strahllenkung in einer Gruppe verwendet werden. Ferner kann dieser Typ der Teilsystemanordnung in Mehr-Eingabe-Mehr-Ausgabe- (MIMO-) Antennengruppen und Gruppen, die für räumliche Diversity konfiguriert sind, Anwendung finden. Räumliche Diversity kann dadurch erreicht werden, dass sie Antennen aufweist, die Strahlungsmuster in unterschiedlichen Richtungen aufweisen. Beispielsweise strahlen Patchantennen auf der Oberseite nach oben, und Patches auf der Unterseite strahlen nach unten. Andere Antennentypen können eingeführt werden, um zur Seite zu strahlen, wie Querstrahler-Antennentypen, und somit wird in einigen Aspekten räumliche Diversity erreicht.

[0292]  Obwohl sie in Fig. 53A in Seitenansicht als die Antennenelemente 5311, 5313 dargestellt sind, wird Fig. 53C zeigen, dass mehrere solche Antennen, wie z. B. 5330, 5331 und 5332, 5333, vorhanden sein können, wie nachstehend diskutiert ist. Obwohl eine spezielle Anzahl von Antennen beschrieben ist, kann die Anzahl der Antennenelemente von Aspekt zu Aspekt variieren, wie durch einen normalen Fachmann verstanden wird. Die Frequenz des Betriebs und die Antennengröße bestimmen, wie viele Antennen tatsächlich in die/den gegebene/n Fläche/Platz passen können, so dass sie in einer Gruppe effektiv sind. Außerdem können auch der Typ (Monopol oder gestapelte Patchantennen, Dipolantennen und andere Typen) und ihre Anordnung, beispielsweise in Gruppen, variieren. Ferner wird in vielen Vorrichtungen mit kleinem Formfaktor, weil Fläche/Platz so wertvoll ist, ein Teilsystem, das in mehrere Richtungen abstrahlen kann, wie vorstehend diskutiert, eine hoch effektive Verwendung von Fläche/Platz mit großer (oder vielleicht, in einigen Aspekten, größter) Abdeckung aufweisen.

[0293]  Fig. 53B ist ein Querschnitt in Seitenansicht des Teilsystems von Fig. 53A gemäß einigen Aspekten. Fig. 53B stellt die MB 5323 dar, mit einem Ausschnitt 5304, der implementiert ist, um zu ermöglichen, dass die Antennenelemente 5315, 5317, 5319, 5321 nach außen zum Abstrahlen freigelegt sind. Mit anderen Worten ermöglicht das separate Muster 5303 in dem Package die Antennenabstrahlung von der Seite der Befestigung einer mmWellen-Antenne und eines Sendeempfänger-Teilsystems. Wegen des Ausschnitts in diesem Bereich können die Antennenelemente 5315, 5317, 5319 und 5321 frei abstrahlen, wobei sie im Wesentlichen nichts blockiert, und das ermöglicht eine weitere Richtung der Abstrahlung in der/dem begrenzten Fläche/Volumen der Lösung. Die Antennenelemente 5315, 5317, 5319 und 5321 sind auf der gleichen Seite wie die Befestigungsseite der BGA/LGA 5301 (die Seite, an der die BGA/LGA an der MB angeschlossen ist) in einigen Aspekten. In einigen Aspekten ist der Ausschnitt wie umrissen implementiert, wobei der herausgearbeitete Ausschnitt durch die Oberfräse hergestellt ist, die entlang des PCB-Umrisses läuft.

[0294]  Es sind außerdem die Antennen 5311 und 5313 auf der Oberseite des Teilsystems dargestellt. In einigen Aspekten können diskrete elektronische Komponenten, die eine Z-Höhe erfordern, in den Ausschnitt 5304 der PCB passen. In einigen Aspekten kann die abgeschirmte RFIC selbst in den Ausschnitt an dem kontaktfreien Bereich zum Betrieb platziert werden und weiter an der Gesamt-Z-Höhe der Lösung einsparen. Anders ausgedrückt sind Chips mit integrierter Schaltung wie z. B. RFICs typischerweise von diskreten Komponenten begleitet, die diese Chips ergänzen, beispielsweise Entkopplungskondensatoren und auch andere Funktionen. Diese Komponenten könnten in einigen Aspekten in der Lücke 5304 platziert sein, anstatt dass die Antennenelemente in der Lücke sind. Falls jedoch die Komponenten Teil der Funk-Sendeempfänger-Schaltung sind, die in der Lücke positioniert ist, sollte eine geeignete RFI/EMI-Abschirmung implementiert sein, worauf vorstehend hingewiesen ist.

[0295]  Fig. 53C ist eine Draufsicht des Teilsystems 5301, die eine Draufsicht der Abschirmung 5309 darstellt und ferner den Ausschnitt oder die Lücke 5304 darstellt. Wie zu sehen ist und wie vorstehend kurz diskutiert ist, sind die nach oben weisenden Antennen 5330, 5331 und 5332, 5333 in einigen Aspekten zwei Gruppen aus jeweils zwei Antennenelementen. Andere Konfigurationen von Antennenelementen sind in Übereinstimmung mit einer gegebenen Konstruktion durch einen normalen Fachmann möglich, um eine Lösung zu implementieren, die für die Anforderungen einer gegebenen Situation geeignet sind.

[0296]  Obwohl die vorstehende Beschreibung die Verwendung des Teilsystems in einer mobilen Vorrichtung diskutiert, kann das Teilsystem auch in einer Basisstation verwendet werden, obwohl eine Basisstationsimplementierung nicht davon profitieren könnte, dass sie Strahlung in beiden oder mehreren Richtungen aufweist. Obwohl eine Gruppengröße einer Basisstation in einer Achse eingeschränkt sein kann, kann Modularität dazu beitragen, die Teilsysteme in gewünschten Richtungen anzuordnen, was eine Anordnung rund um einen Mast enthält. Fig. 53E zeigt eine Anordnung von Teilsystemen, die rund um einen Mast angeordnet sind, zur Strahlungsabdeckung in im Wesentlichen allen Richtungen gemäß einigen Aspekten. Die Teilsysteme 5341, 5342, 5343, 5344, 5345, 5346, 5347, 5348 sind an dem Mast 5341 angebracht. Jedes Teilsystem könnte so sein, wie in Fig. 53A dargestellt ist, wobei das BGA/LGA-Laminat 5301 an der Hauptplatine 5323 angebracht ist. Die Strahlungsrichtung wäre dann wie durch die Pfeile angegeben in allen oder im Wesentlichen allen Richtungen.

[0297]  Obwohl ein rechteckig geformtes Teilsystem gezeigt ist, sind andere Formen möglich, wie beispielsweise ein Quadrat oder eine Eckform. Fig. 53D zeigt einen U-förmigen Ausschnitt in der PCB, um zu ermöglichen, dass die Antennen durch den Ausschnitt abstrahlen, in Übereinstimmung mit einigen Aspekten. Die Gruppe von Kontaktstellen 5324, 5326, die in einigen Aspekten Goldkontaktstellen sind, sind die elektrischen Kontakte, die für die Signalisierung zu dem Teilsystem verwendet werden und außerdem als die mechanische Befestigung dienen, wenn das Teilsystem auf sie gelötet ist.

[0298]  Fig. 53F stellt ein Teilsystem in einer Eckform gemäß einigen Aspekten dar. In der Draufsicht ist das Teilsystem 5350 mit vier Antennenelementen 5351 dargestellt. Eines der vier Antennenelemente ist mit gestrichelter Linie gezeichnet, um darzustellen, dass Antennenelemente auf beiden Seiten des Teilsystems sein könnten. Das Teilsystem 5350 ist so dargestellt, dass es in dem dargestellten Aspekt λ × λ groß ist, weil dann, wenn die Antenne selbst λ/2 ist (wie weiter unten diskutiert ist), die mit Überhang und Masseanbindung in der gesamten Umgebung der Elemente die realistische Größe eines Teilsystems mit einer 2x2-Antennengruppe, wie dargestellt, ungefähr λ × λ wäre. Die Unteransicht stellt die abgeschirmte RFIC dar, wobei die Abschirmung 5356 und die RFIC 5355, die in einer Ansicht mit durchgezogener Linie zur Verdeutlichung der Darstellung dargestellt sind, in der Lücke 5304E sitzen. BGA-Perlen oder LGA-Perlen sind bei 5354 dargestellt. Die Antennenelemente 5351 sind als Querstrahlerelemente gezeigt, wie z. B. Patchantennen, sie könnten jedoch durch Längsstrahlerelemente wie z. B. Dipole, zur Längsstrahlungs-Abdeckung in einigen Aspekten ersetzt werden.

[0299]  Fig. 5G stellt das Teilsystem von Fig. 53A dar, das in einer Ecke der Hauptplatine 5323 platziert ist, wobei 5361 in verdeckter Ansicht die RFIC-Abschirmung ist und die Antennenelemente 5362 sind, wobei nur ein Antennenelemente im Interesse der Platzeinsparung in der Zeichnung nummeriert ist. Fig. 53H stellt eine Seitenansicht des Teilsystems 5364 dar, das an der Hauptplatine 5323 durch BGA-Perlen 5306 angebracht ist, die die Antennenelemente 5362, 5263 in Seitenansicht in Blickrichtung in die Zeichenebene und die abgeschirmte RFIC 5367 mit diskreten Komponenten ebenfalls innerhalb der Abschirmung 5368 darstellt.

[0300]  Fig. 531 ist eine Draufsicht einer Konfiguration eines Teilsystems 5370 mit dualer Abschirmung, das eine Form zum Gebrauch in einer Ecke aufweist, gemäß einigen Aspekten. Das Teilsystem 5370 ist mit einem abgeschnittenen Eckrand 5376 dargestellt. Vier Querstrahlerantennenelemente 5371 sind benachbart den Seiten der Abschirmung 5374 platziert, die die RFIC oder andere integrierte Schaltung 5375 abschirmt, die mit durchgezogenen Linien zum Zweck der Darstellung gezeigt ist, jedoch tatsächlich innerhalb der Abschirmung 5374 ist. Die Längsstrahler-Antennenelemente 5372 sind um die Umfangsfläche des Teilsystems platziert. Die Abmessungen sind wie für die Antennenelemente 5377 dargestellt, ähnlich den Antennenelementen 5371 und mit Bezug darauf. Fig. 53J stellt eine Seitenansicht des Teilsystems von Fig. 531A gemäß einigen Aspekten dar. Es ist eine obere Abschirmung 5383 mit der integrierten Schaltung 5382 und eine untere Abschirmung 5384 mit der integrierten Schaltung 5385 dargestellt. Die Antennenelemente 5386, 5387 und 535388, 5389 erscheinen auf entgegengesetzten Seiten des Teilsystems 5300. Das Teilsystem ist an der MB 5323 durch Löten oder andere geeignete Befestigung angebracht wie dargestellt.

[0301]  Die BGA-Perlen (oder LGA-Kontaktstellen) an den zwei Enden der Anordnung weisen einen zusätzlichen Vorteil währen der Montage auf, weil keine zusätzliche Stütze erforderlich ist, wenn das Teilsystem an die MB gelötet wird. Bei Betrachtung des Falls, in dem das Teilsystem an der Ecke einer PCB gelötet oder auf andere Weise daran befestigt ist, wie in den Fig. 3C und Fig. 4B, gibt es nichts, um das Teilsystem im Raum festzuhalten, während die Perlen oder LGA-Kontaktstellen entlang der Ecke „L“ gelötet werden. Das Teilsystem würde aufgrund seines eigenen Gewichts während des Prozesses herunterfallen. Mit dem rechteckigen Teilsystem mit den Perlen oder LGA-Kontaktstellen an den entfernten Enden, wie z. B. in Fig. 53B, gibt es keine Befürchtung, dass das Teilsystem irgendwo anders hinfallen würde als an den Ort, an dem es sein sollte, aufgrund der Schwerkraft.

[0302]  In einem PCB-Montageprozess kann die PCB auf einem Förderband platziert sein. Es kann dann Lötmetall aufgetragen werden, und dann werden durch Pick-and-Place (oder manuell) Komponenten an ihren Positionen über den Kontaktstellen, auf denen Lötmetall aufgetragen ist, platziert. Dann durchläuft die PCB einen Ofen und das Lötmetall schmilzt unter den Komponenten, was sie an die PCB lötet. Die PCB wird dann gekühlt und gereinigt, was eine montierte PCB ergibt. In einigen Fällen werden einige Komponenten vor dem Lötprozess an Ort und Stelle verklebt, so dass sie sich nicht verschieben. In dem Fall einer Ecke kann das jedoch nicht signifikant helfen, weil die Schwerkraft das Teilsystem von der PCB ziehen kann, bevor es gelötet wird. In solchen Fällen sollte ein spezieller Mechanismus hinzugefügt werden, um den Teil zu stützen, der wahrscheinlich „herunter fällt“, und ihn an Ort und Stelle zu halten.

[0303]  Das Prüfen der Produktion eines 60 GHz-Einbaugruppensystems SIP ist wahrscheinlich sehr teuer oder möglicherweise unbezahlbar für eine große Verbreitung von 60 GHz- oder 5G-Technologie. Signale würden im Millimeterwellen- (mmWellen-) Frequenzbereich wie z. B. 60 GHz für einige Aspekte ausgestrahlt und empfangen, aber es sind für andere Aspekte auch 28 GHz-, 73 GHz- und andere mmWellen-Bänder verfügbar. Allgemein gesagt sollte das Prüfen Antennenprüfen aufgrund der Komplexität der SIP und irgendeiner zugeordneten Anordnung enthalten. Deshalb wäre die Prüfung eine Strahlungsprüfung. Chip-eigene „eingebaute Selbstprüfung“ (BIST) kann verwendet werden, um bei diesem Prüfen zu helfen, aber BIST wird wahrscheinlich nicht das Prüfen der Antennenelemente enthalten.

[0304]  Typischerweise weist eine Vorrichtung im Test, hier ein SIP, eine phasengesteuerte Antennengruppe auf, und somit müssten mehrere Antennen und Sendeempfängerelemente getestet werden. Diese Anforderungen machen herkömmliche Prüfeinrichtungen ungeeignet, da ihre Betriebsfrequenzen viel niedriger sind als mmWellen-Frequenzen und typischerweise solche Prüfeinrichtungen keine Strahlungsprüfungen enthalten. Stattdessen wird typischerweise Leitfähigkeits- oder Kontaktprüfen, wie z. B. Sondierung, verwendet. 60 GHz-Systeme sind jedoch extrem empfindlich gegenüber selbst sehr kleinen nicht idealen Zuständen. Beispielsweise falls eine 60 GHz-Sonde verwendet wird, um die Verstärkung eines Verstärkers zu prüfen, können die Wiederholbarkeit des Signalamplitudenfehlers und die Alterung der Sonde viele dB Verstärkungsvariation einführen, was sondenbasiertes Testen der 60 GHz-Produktion sehr schwierig macht.

[0305]  Ferner integrieren 60 GHz-Systeme typischerweise die 60 GHz-Antennen auf dem Package der integrierten Hochfrequenzschaltung (RFIC), die das SIP aufweist. Das eliminiert Kabelverluste, die bei 60 GHz sehr hoch wären, und ermöglicht die vorteilhafte Implementierung von phasengesteuerten Gruppen, die die gewünscht Abdeckung erreichen. Solche Baugruppenkonfigurationen müssten ebenfalls geprüft werden, was ein teures Vorhaben ist. Zusätzlich muss das Prüfen einer Herstellung mit großem Volumen (HVM) Antennen- und Montagefehlerbetriebsarten umfassen, z. B. Fehlverarbeitung des Antennensubstrats oder mangelhafte Montage der RFIC auf dem Substrat. Experimente haben gezeigt, dass 60 GHz-Systeme viel empfindlich gegenüber Montagemängeln sind im Vergleich zu 2,5 GHz-6 GHz-Systemen. Aus diesen Gründen ist es wünschenswert, die Antennen in das 60 GHz-HVM-Prüfen aufzunehmen. Deshalb wird gewöhnlich daran gedacht, dass nahezu unerschwinglich teure 60 GHz-Equipment zu den Prüfeinrichtungen hinzugefügt werden müsste, um 60 GHz-Prüfungen auszuführen.

[0306]  Es ist ein praktischer Weg offenbart, HVM-Produktions-Selbstprüfen von 69 GHz-Systemen durch Adressieren der vorstehend diskutierten Probleme durch Verwenden von Rückschleifenprüfung auszuführen. Eine Rückschleife bezieht sich auf das Lenken elektronischer Signale, digitaler Datenströme oder Flüsse von Elementen von ihrer Quelle durch das System und zurück zu ihrer Quelle ohne gewollte Verarbeitung oder Modifikation. Das ist primär ein Weg zum Prüfen der Übertragungs- oder Transportinfrastruktur eines SIP.

[0307]  Es existieren verschiedene Beispiele. Als ein Beispiel kann ein Kommunikationskanal mit nur einem Kommunikationsendpunkt geprüft werden. Irgendeine Nachricht, die durch einen solchen Kanal übertragen wird, wird sofort und idealerweise nur durch denselben Kanal empfangen. In der Telekommunikation führen Rückschleifenvorrichtungen Übertragungsprüfungen von Zugangsleitungen von der versorgenden Vermittlungsstelle aus, die üblicherweise nicht die Unterstützung von Personal an dem versorgten Endgerät erfordern. In der Telekommunikation ist eine Rückschleife oder eine Schleife ein Hardware -oder Software-Verfahren, das ein empfangenes Signal oder Daten von dem Sender zurück zu dem Sender führt. Es wird als ein Hilfsmittel zur Fehlerbeseitigung bei physikalischen Verbindungsproblemen verwendet. Als eine Prüfung können viele Datenkommunikationsvorrichtungen konfiguriert sein, spezifische Muster (wie z. B. nur Einsen) auf einer Schnittstelle zu senden, und können den Empfang dieses Signals auf demselben Anschluss detektieren. Das ist als Rückschleifenprüfung bezeichnet und kann innerhalb eines Modems oder eines Sendeempfängers durch Verbinden seines Ausgangs mit seinem eigenen Eingang ausgeführt werden. Eine Schaltung zwischen zwei Punkten an unterschiedlichen Orten kann durch Anlegen eines Prüfsignals an die Schaltung an dem einen Ort und veranlassen, dass die Netzvorrichtung an dem anderen Wort ein Signal zurück durch die Schaltung sendet, geprüft werden. Falls diese Vorrichtung ihr eigenes Signal zurück erhält, gibt das an, dass die Schaltung funktioniert.

[0308]  Das Verwenden eines 60 GHz-Equipment als eine Alternative zu der vorstehenden 60 GHz-Systemprüfung kann entweder gut charakterisiert/stabil sein unter Verwendung eines teuren Equipments (z. B. eines Vektor-Netzanalysators (VNA)) oder eines angepasst hergestellten Teilsystems mit Komponenten Dritter. Beide Herangehensweisen weist hinsichtlich Kosten, Stabilität der Messungen und/oder Alterung der angepasst hergestellten Teilsysteme Grenzen auf. Die offenbarte eigenständige Selbstprüfungslösung verwendet das 60 GHz-System, um sich selbst zu prüfen. Das vermeidet die Notwendigkeit eines teuren/empfindlichen 60 GHz-Equipment. Es nimmt außerdem natürlicherweise die Antennen in die Prüfung auf, was der Schlüssel für das 60 GHz-Einbaugruppensystem ist, und adressiert außerdem unvermeidliche chip-interne und Package-interne Übersprechprobleme. Ein Reflektor auf der Prüfeinrichtung ermöglicht Basisband-zu-Basisband-Rückschleife, die die Antennen enthält. Rückschleifen-Selbstprüfungsschemas werden manchmal verwendet, um RFICs an niedrigeren Frequenzen zu prüfen, jedoch ohne das Prüfen der Antennen. Das offenbarte System erweitert die Rückschleife, so dass sie die Antennen, die Komponenten des 60 GHz-Systems sind, enthält, gemäß einigen Aspekten.

[0309]  Fig. 54A stellt eine Draufsicht einer phasengesteuerten 60-GHz-Einbaugruppensystem-Gruppe (SIP-Gruppe) gemäß einigen Aspekten dar. Das SIP 5400 kann in die RF-Schaltung 325 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl das SIP 5400 nicht darauf beschränkt ist. Das SIP 5400 weist die Antennengruppe 5401 und eine 60 GHz-RFIC 5403 auf oder in dem Substrat 5405, das eine Niedertemperatur-Einbrenn-Keramik (LTCC) sein kann, gemäß einigen Aspekten auf. Die RFIC 5403 empfängt Eingangssignale über das Verbindungselement 5406. Die Antennengruppe 5401 weist eine 542-Elementgruppe auf, die bei 5402 genauer zu sehen ist. Die Gruppe wird durch die RFIC 5403 über eine Reihe von Mikrostreifenspeiseleitungen gespeist gemäß einigen Aspekten. Ein Antennenelement der Gruppe, zu sehen bei 5407, wird durch die Speiseleitung 5409 gespeist, gemäß einigen Aspekten. Ein zweites Antennenelement der Gruppe, zu sehen bei 5407', wird durch die Speiseleitung 5409' gespeist. Die Speiseleitung 5409' ist auf eine solche Weise strukturiert, dass die das RF-Signal aus der RFIC verlangsamt. Mit anderen Worten sind die Längen der Speiseleitungen so angepasst, dass sie zu der Gruppen-RF-Signalverzögerung zu den Antennen passt. Das hilft bei der Strahlformungskalibrierung (z. B. weniger statische Fehlabstimmung, reduzierte Empfindlichkeit der Kalibrierung für die Kanalfrequenz). Die Reihe von Perlen 5413 sind Höcker für Signalverbindungen zu dem Package, wenn der Chip auf dem Package gedreht wird, gemäß einigen Aspekten. Obwohl eine 542-Antennengruppe dargestellt ist, können in einigen Aspekten mehr als 542 Antennen oder weniger als 542 Antennen verwendet werden.

[0310]  Fig. 54B stellt eine perspektivische Seitenansicht des SIP von Fig. 54B gemäß einigen Aspekten dar. Fig. 54B stellt die gestufte Plattform 5404, die drei stufenartige Ebenen 5408, 5410, 5412 aufweist, gemäß einigen Aspekten dar. Die Antennen 5412 sind auf der höchsten Ebene, weil Antennen für korrekten Betrieb üblicherweise zusätzliche Substratschichten erfordern. Die Ebene 5410, die die RFIC 5403 aufweist, enthält keine Vias, die für mmWellen-Signale nicht hilfreich sein können. Somit sind Speiseleitungen in einigen Aspekten direkt auf der obersten Schicht 5412 geführt. In anderen Aspekten verlaufen die Speiseleitungen „innerhalb“ des Dielektrikums, um die Antennen an Ebene 5410 zu erreichen. Die Ebene 5408 ist dünner, um Platz für das Verbindungselement 5406 bereitzustellen.

[0311]  Fig. 55 stellt ein 60-GHz-SIP platziert auf einer Selbstprüfeinrichtung gemäß einigen Aspekten dar. Das SIP, das auf der Prüfeinrichtung platziert ist, ist allgemein bei 5500 zu sehen. Eine Prüfeinrichtung, die für die Prüfungen wie die hier beschriebenen nützlich ist, weist allgemein wenigstens einen Computer, eine Stromversorgung, Software, computerlesbaren Hardware-Speicher, der Computeranweisungen aufweist, die dann, wenn sie durch den Computer ausgeführt werden, ein zu prüfendes System gemäß vorbestimmten Prüfungen prüfen, und Ankopplungsmöglichkeiten auf, die eine Prüfumgebung zum Empfangen und Befestigen des zu prüfenden Systems aufweisen. Das SIP 5400 kann der Typ eines SIP sein, der bei 5400 von Fig. 54A dargestellt ist, das 542 Antennen (von denen eine als 5401 benannt ist) und die RFIC 5403 auf dem Substrat 5405 aufweist. Die RFIC 5403 kann einen Leistungsverstärker 5416, der konfiguriert ist, die Antennen der SIP 5400 anzusteuern, und einen rauscharmem Verstärker 5420, der konfiguriert ist, von den Antennen des SIP 5400 zu empfangen, aufweisen. Phasenschieber 5414, 5418 können enthalten sein, um bei Bedarf bei der Strahlformung zu unterstützen. Eines der Antennenelemente T der phasengesteuerten Gruppe ist in die Sendebetriebsart eingestellt. Die Sende- (TX-) Antenne 5422 sendet ein 60 GHz-Signal. Ein Reflektor 5502 ist an der Prüfeinrichtung befestigt und reflektiert das 60 GHz-Signal zurück zu dem SIP, wo es durch eine Empfangs-(RX-) Antenne 5424 aufgefangen wird. Der Reflektor wäre in einigen Aspekten oben auf der IC, die geprüft wird, und somit oben auf der vorstehend diskutierten Prüfeinrichtung, und ist nachstehend genauer diskutiert. Einige aktuelle Prüfeinrichtungen weisen einen Zweig mit einer mmWellen-Hornantenne und Abwärtsumsetzer/Aufwärtsumsetzer auf, um die Referenzsignale zur Kalibrierung zu empfangen oder zu senden. In dem offenbarten System würde die Referenz-Funkeinrichtung am Ende des Zweigs aktueller Prüfeinrichtungen durch einen einfachen Reflektor 5502 ersetzt. Das sollte eine einfache Anpassung für heutige Prüfeinrichtungen (die typischerweise Schaltungen prüfen, die für weniger als 60 GHz konstruiert sind) ermöglichen, so dass sie für mmWellen-Prüfen angepasst werden.

[0312]  Das Signal der Empfangsantenne 5424 wird in einigen Aspekten in der RFIC verstärkt und abwärtsumgesetzt. Die Anordnung von Fig. 55 baut eine Rückschleife um das gesamte 60 GHz-System auf, die verwendet werden kann, um spezielle Schlüsselleistungsmetriken (z. B. die Verstärkung) zu messen, zu bestimmen, ob der Teil in Ordnung ist oder verworfen werden sollte, und/oder den Teil gegen Herstellungsvariationen wie z. B. Fehlabstimmungen zu kalibrieren, was nachstehend genauer diskutiert ist. Diese Anordnung löst zwei wichtige Probleme bei 60 GHz-HVM-Prüfen:

[0313]  1. Sie baut eine Basisband-zu-Basisband-Rückschleife auf der Prüfeinrichtung auf. Deshalb benötigt die Prüfeinrichtung keine teure 60 GHz-Aufrüstung. Es kann in einigen Aspekten nur notwendig sein, einen preiswerten Reflektor (z. B. eine Metallbefestigung) an die Prüfeinrichtung anzupassen.

[0314]  2. Die Rückschleife enthält die 60 GHz-Antennen. Die Rückschleifenprüfung kann sich deshalb zielgenau auf antennenbezogene Probleme (z. B. fehlerhafte Herstellung des Substrats) oder Montagemängel richten. Weil Antennen in der Rückschleifenprüfung sind, findet eine Prüfung des gesamten Systems statt, nicht nur Prüfen der RFIC.

[0315]  Fig. 56A stellt einen Prüfaufbau für einen ersten Teil eines Tests, um unerwünschtes Chip-internes oder Baugruppen-internes Übersprechen in einem SIP zu adressieren, gemäß einigen Aspekten dar. In Fig. 56A gibt 5600 einen ersten Aufbau an, um Übersprechen zu adressieren. In einigen Aspekten sind die Elemente die gleichen Elemente wie die in Fig. 54A und Fig. 54B dargestellten, und zur Verdeutlichung werden die gleichen Bezugszeichen verwendet.

[0316]  Die RFIC 5403 enthält den Leistungsverstärker 5601 und den rauscharmen Verstärker 5603, von denen jeder jeweils mit den Antennen 5407, 5407' gekoppelt ist. Übersprechen ist bei 5605, 5607 angegeben. Das System im Test 5600 ist auf der Prüfeinrichtung, wie in Fig. 55 dargestellt, jedoch ist der Reflektor entfernt, was in einigen Aspekten durch einen elektromechanischen Entfernungs/Hinzufügungs-Mechanismus automatisch erfolgen kann. In Fig. 56B stellt 5602 einen zweiten Prüfaufbau dar, um unerwünschtes Chip-internes oder Package-internes Übersprechen in einem SIP gemäß einigen Aspekten zu adressieren. In einigen Aspekten sind die Elemente von Fig. 56B die gleichen wie diejenigen, die in Fig. 56A dargestellt sind, außer dass der Reflektor 5502 wieder hinzugefügt worden ist, was in einigen Aspekten ebenfalls durch einen elektromechanischen Entfernungs/Hinzufügungs-Mechanismus automatisch erfolgen kann.

[0317]  Fig. 57 stellt ein automatisiertes Prüf-Equipment, das zum Prüfen eines SIP einer phasengesteuerten 60-GHz-Gruppe geeignet ist, gemäß einigen Aspekten dar. Bei 5700 ist ein automatisiertes Test-Equipment dargestellt, an das die Prüf-Aufbauten von Fig. 55 bis Fig. 56C angeschlossen sein können. Dargestellt ist eine automatische Cassini™ 16™-Prüfeinrichtung 5701, die dann, wenn sie wie hier beschrieben modifiziert ist, ein Beispiel für ein System ist, das programmiert sein kann, um die diskutierten Prüfungen zu implementieren. Normale Fachleute würden erkennen, dass das beschriebene Prüfeinrichtungsmodell eines aus einer Anzahl von Prüfeinrichtungen ist, die weniger als 60 GHz prüfen können und die für 60 GHz-Prüfungen modifiziert können kann, wie hier beschrieben ist. Die Prüfeinrichtung 5701 enthält die mmWellen-Anschluss-Architektur 5703, die Produktionswellenleiterverbindung 5705 und das mmWellen-Prüfgerät-Modul 5707 gemäß einigen Aspekten. Die Prüfeinrichtung kann durch Hinzufügen der vorstehend beschriebenen Prüfaspekte modifiziert sein.

[0318]  Fig. 58 stellt einen Reflektor, der zu dem automatisierten Prüf-Equipment von Fig. 57 hinzugefügt werden kann, gemäß einigen Aspekten dar. Wie konzeptionell bei 5800 dargestellt ist, ist der Reflektor 5502 oberhalb der Prüfumgebung 5801 angebracht. Die Prüfumgebung 5801, die die geeignete System-Prüfumgebung zum Montieren von geprüften Systemen 5803 an die Prüfeinrichtung von Fig. 57 sein kann, kann eine automatische elektromechanische Vorrichtung enthalten oder eine Schnittstelle dazu aufweisen, um die Systeme zum Prüfen auf der Prüfumgebung zu platzieren und die Systeme nach der Prüfung zu entfernen, wie es normalerweise in der HVM ausgeführt wird. Der Reflektor 5502 ist mit der Prüfeinrichtung in dem diskutierten Aspekt konzeptionell durch den mechanischen Arm 5805 verbunden. Normale Fachleute würden erkennen, dass, obwohl das Anbringen konzeptionell durch den mechanischen Arm 5805 dargestellt ist, das Anbringen in der Praxis in einigen Aspekten durch einen elektromechanischen Entfernungs/Hinzufügungsmechanismus zur Verwendung in hier beschriebenen Übersprechprüfungen automatisch erfolgen kann. Beispielsweise kann in einigen Aspekten ein Arm auf der Seite der Prüfeinrichtung sein, und an diesem Arm würde der Reflektor angebracht. Es könnten auch zugeordnete Motoren vorhanden sein, um die Neigung für den Reflektor bereitzustellen, wie jeweils erforderlich.

[0319]  Viele 60 GHz-Systeme sind ziemlich asymmetrisch, das heißt, sie sind dafür gedacht, dass sie primär eine Quelle für ein Signal mit hoher Datenrate (z. B. ein Blue Ray-Player) oder eine Senke für ein Signal mit hoher Datenrate (z. B. HD-TV) sind. In diesem Sinne enthalten viele 60 GHz-Systeme noch sowohl TX- als auch RX-Pfade. Beispielsweise weist eine beispielhafte Produktlösung die folgenden Parameter auf:

  Anzahl von 60 GHz- Anzahl von 60 GHz-
Quelle (Blue Ray) 32 4
Senke (TV) 8 32

[0320]  In Fällen wie dem vorstehenden kann der Rückschleifen-Empfänger einer der bereits verfügbaren Empfänger des zu prüfenden Systems sein, was zu einem minimalen Überhang für das Schema von Fig. 55 führt. Die RFIC des zu prüfenden Systems ist in einigen Aspekten ein Sendeempfänger einer phasengesteuerten Gruppe, und somit sind mehrere RXs und TXs vorhanden. Deshalb kann einer dieser RX als der Referenz-Empfänger dediziert sein, während der TX (ein TX oder alle TXs mit Strahlformen) geprüft wird/werden. Mit anderen Worten gibt es keine Notwendigkeit für zusätzliche mmWellen-Empfänger, weil diejenigen auf der RFIC selbst in einigen Aspekten verwendet werden können. Es kann jedoch, falls gewünscht, auch ein dedizierter Prüf-Empfänger verwendet werden. 60 GHz-Schaltungen sind normalerweise klein aufgrund der hohen Betriebsfrequenz, somit wäre selbst ein dedizierter Empfänger ein kleiner Kosten-Überhang.

[0321]  Die Rückschleifenprüfung von Fig. 55 kann verwendet werden, um eine Menge wichtiger 60 GHz-Prüfungen gemäß einigen Aspekten auszuführen. Die Prüfungen können Folgendes enthalten:

[0322]  1. Einschalten der TX-Elemente und Senden eines Funksignals über eine TX-Antenne, und Einschalten der RX-Elemente und Empfangen des Funksignals über eine RX-Antenne eines nach dem anderen, wobei das Funksignal durch den Reflektor zu der RX-Antenne reflektiert wird, und Messen des empfangenen Funksignals, das über den Reflektor zurück zu der RX-Antenne geschleift wird. Ein Basisbandsignal kann als das Funksignal verwendet werden. Falls eine der Rückschleifenmessungen niedriger ist als der Rest, würde das einen fehlerhaften TX-Pfad (z. B. fehlerhafte Montage) angeben. Der defekte Pfad kann deaktiviert werden, und der Teil kann gemäß einigen Aspekten potentiell als ein fehlerfreier Teil verkauft werden (phasengesteuerte Gruppen weisen eine große Redundanz auf, somit ist es wahrscheinlich, dass ein Element weniger aus Gründen des Streckenbudget akzeptabel ist). Eine solche Prüfung ist ein Versuch sicherzustellen, dass alle TX die gleichen Leistungsniveaus aufweisen und gut angepasst sind. Rückschleifensignale können bekannte Signale sein, um die Messung von TX-Beschädigungen zu unterstützen, können beispielsweise sogar ein einfaches mmWellen-Signal einer kontinuierlichen Welle sein, wie ein einziger Ton, ohne dass Daten enthalten sind, gemäß einigen Aspekten.

[0323]  2. Vergleichen der Rückschleifenbasisbandsignalstärke mit ihrem Erwartungswert. Falls das Rückschleifensignal korrekt ist, gibt das gemäß einigen Aspekten an, dass das gesamte System (TX-RFIC)-(TX-Antenne)-(RX-Antenne)-(RX-RFIC) akzeptabel ist.

[0324]  3. Überprüfen der Funktionalität und Messen der Kennlinie des Phasenschiebers unter Verwendung des Rückschleifensignals. Falls die Phasenschieberkennlinie bekannt ist, können irgendwelche Mängel des Phasenschiebers mit geeigneten Nachschlagetabellen- (LUT-) Abbildungen gemäß einigen Aspekten korrigiert werden. Diese Prüfung ermöglicht die Anpassung der Phase jedes Antennenelements, so dass der Strahl (RX oder TX) in die gewünschte Richtung gelenkt werden kann. Wie hier verwendet bedeutet die Kennlinie des Phasenschiebers einen Phasenschieber-Steuercode versus der tatsächlich erreichten Phasenverschiebung. Diese Prüfung kann gemäß einigen Aspekten auch über unterschiedliche Frequenzen oder RF-Kanäle vorgenommen werden. Als ein Beispiel kann ein RX als der Referenz-RX ausgewählt werden, und dann kann nur ein TX eingeschaltet werden, und die Phase des TX-Signals wird mit dem TX-Phasenschieber variiert, wie z. B. dem Phasenschieber 5414 von Fig. 55, gemäß einigen Aspekten. Die resultierende TX-Phase kann an dem RX durch Betrachten der Phase des Basisbandsignals gemessen werden (das demodulierte Basisbandsignal weist sowohl I- als auch Q-Komponenten auf, somit kann die Phase gemessen werden). Phasenmessung ist immer relativ, somit kann beispielsweise der TX-Phasenschieber auf null eingestellt werden, die Referenzphase an dem RX kann gemessen werden, und dann wird die TX-Phase verschoben und die neue Phase relativ zu dem Referenzwert wird gemessen. Auf diese Weise kann die Kennlinie dieses TX-Phasenschiebers hinsichtlich der Steuerung versus der Phasenverschiebung gemessen werden. Sobald der reale Steuercode versus Phasenverschiebung des TX gemessen ist, kann die vorstehend genannte Nachschlagetabelle verwendet werden, um im Wesentlichen jede spezifische Phasenverschiebung auf den Steuercode abzubilden.

[0325]  4. Einschalten der TX-Elemente eines nach dem anderen und Messen der Amplitude und Phasenfehlanpassung zwischen Pfaden (z. B. aufgrund von Herstellungsvariationen (RFIC, Baugruppe, Anordnung)). Für die gleiche Einstellung in der Amplitude und dem Phasenschieber sollten alle TX-Signale die gleiche Amplitude und Phase aufweisen. Aufgrund von Prozessfehlanpassung, Variationen der Antennen oder Lenkung auf dem Package kann das nicht der Fall sein. Somit können durch Vergleichen aller TX-Messungen Fehlanpassungen zwischen allen TX-Elementen extrahiert werden. Durch Messen des empfangenen Basisbandsignals hinsichtlich der Amplitude und Phase kann eines der TX-Signale als Referenz verwendet werden, mit der die anderen TX-Signale verglichen werden.

[0326]  Genaue Fehlanpassungsmessungen können für genaues Strahlformen benötigt werden. Es kann vorkommen, dass die Toleranz der Reflektorposition in Fig. 55 die Fehlanpassungsmessungen durch Ändern des Abstands, den die Wellen durchlaufen, verzerren könnte. Sorgfältige Analyse hat jedoch gezeigt, dass die Fehler aufgrund der Toleranz der Reflektorposition im Wesentlichen unerheblich sind, soweit Strahlformen betroffen ist, gemäß einigen Aspekten.

[0327]  Alle TX-Elemente können gemäß einigen Aspekten gleichzeitig angeschaltet werden und Rückschleifenmessungen können verwendet werden, um den Gruppengewinn, der der Schlüsselparameter für eine 60 GHz-Gruppe ist, zu schätzen. Falls alle TX-Elemente mit der gleichen Leistung eingeschaltet sind und alle Phasen ausgerichtet sind, sollte die Prüfeinrichtung eine 20*log(N) höhere Leistung an dem RX empfangen, wobei N die Anzahl von TX-Elementen ist. Der Gruppengewinn 10*log10(N) rührt von dem Strahlformen her; der zusätzliche Gruppengewinn von 10*log(N) rührt aus der Tatsache her, dass gleichzeitig N TX-Elemente angeschaltet sind (somit die TX-Leistung N-mal höher ist).

[0328]  Viele der vorstehenden Prüfungen sind mit Betonung der TX-Prüfung beschrieben worden. Ähnliche Prüfungen können für RX-Prüfung verwendet werden. Beispielsweise kann einer der TXs des Systems oder ein dedizierter TX verwendet werden, um das Signal für die Rückschleife zu senden, gemäß einigen Aspekten. Die Prüfungen sind im Wesentlichen gleich für den TX, wobei der Referenz-RX mit dem Referenz-TX vertauscht ist und der TX mit dem RX vertauscht ist für jedes der Antennenelemente. Es ist vorstellbar, dass das RX-Prüfelement in Fig. 55 defekt ist. Viele praktische 60 GHz-Systeme weisen bereits mehr als einen RX auf, so dass Messungen über unterschiedliche RXs verwendet werden können, um das Risiko zu eliminieren, gemäß einigen Aspekten.

[0329]  Die vorstehenden Prüfungen repräsentieren eine Reihe von Prüfungen, die zum Prüfen eines SIP oder eines anderen Systems, das durch Senden und Empfangen von Funksignalen arbeitet, verwendet werden können. Normale Fachleute würden erkennen, dass die numerische Reihenfolge, in der die Reihe von Prüfungen ablaufen, keine Voraussetzung ist und dass die Prüfungen in irgendeiner von verschiedenen Reihenfolgen abhängig von den Anforderungen des zu prüfenden Systems ablaufen können. Ferner können zusätzliche Prüfungen zu den beschriebenen ablaufen, wiederum abhängig von den Anforderungen des zu prüfenden Systems. In der Praxis könnte die Reihe von Prüfungen in einen computerlesbaren Hardware-Speicher als Anweisungen programmiert werden, die dann, wenn sie durch einen Computer ausgeführt werden, bewirken, dass der Computer die Ausführung der Reihe von Prüfungen steuert.

[0330]  Unerwünschtes Übersprechen zwischen dem TX und RX (Chipintern und Package-intern) baut einen parasitären Rückschleifenpfad auf, der nicht durch die Antennen verläuft, wie durch die Pfeile 5605, 5607 in Fig. 56A angezeigt ist, gemäß einigen Aspekten. Ein solcher parasitärer Rückschleifenpfad kann die Rückschleifenmessungen verzerren. In dem vorgeschlagenen Schema von Fig. 55 kann das gemäß einigen Aspekten wie folgt adressiert werden:

[0331]  Schritt 1 - Fig. 56A: Entfernen des Reflektors 5502. Aufnehmen der Rückschleifenmessung. Dieser resultierende Term repräsentiert das Chip-interne und Package-interne Übersprechen.

[0332]  Schritt 2 - Fig. 56B: Hinzufügen des Reflektors 5502. Erneutes Aufnehmen der Rückschleifenmessung. Subtrahieren der komplexen Zahl aus Schritt 1 von dem resultierenden Term dieses Schritts 2, um das Übersprechen zu eliminieren, gemäß einigen Aspekten.

[0333]  Die vorstehende Prozedur zum Entfernen von Übersprechen kann in jede der vorstehenden Prüfungen integriert werden, da jede Prüfung allgemein eine andere Anzahl von Elementen bedient.

[0334]  Verteilte phasengesteuerter Gruppensysteme (z. B. WiGig und zellulare 5G-Systeme) werden derzeit in Laptops, Tablets, Smartphones, Docking-Stationen und anderen Anwendungen verwendet. Aktuelle verteilte phasengesteuerte Gruppesysteme, die für WiGig und 5G-Kommunikation verwendet werden, sind entweder superheterodyne (Dualumsetzungs-) oder Systeme mit gleitender IF. In diesen Systemen empfängt oder sendet das MAC-PHY-Basisbandteilsystem ein Zwischenfrequenz- (IF-) Signal, das die Verwendung von IF-Verstärkungsstufen, RF - IF-Mischern, hoch selektiven Bandpassfiltern und anderer Schaltung erfordert, die sowohl zum Kommunizieren von IF-Signalen zwischen Schaltungen als auch zur Aufwärtsumsetzung und Abwärtsumsetzung der IF-Signale notwendig sind. Die zusätzliche Schaltung zur IF-Signalverarbeitung führt zu einem größeren Frontend-Modul, höheren Kosten für das verteilte phasengesteuerte Gruppensystem und geringerer Systemleistung. Zusätzlich können in Fällen, in denen ein Kommunikationssystem MIMO-Unterstützung bereitstellt, zusätzliche Koax-Kabel (eines für jeden MIMO-Rang) und Signalmultiplikation benötigt werden. Wenn jedoch Signale multipliziert werden, ist Phasensynchronisation zwischen den zwei MIMO-Strömen schwieriger zu erreichen und zu garantieren, was die MIMO-Leistung herabsetzen kann.

[0335]  Fig. 59 stellt ein beispielhaftes RF-Frontend-Modul (RFEM) eines verteilten phasengesteuerten Gruppensystems 5900 gemäß einigen Aspekten dar. Das verteilte phasengesteuerte Gruppensystem 5900 kann in die digitale Basisbandschaltung 310, die Sendeschaltung 315 und die Empfangsschaltung 320 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl das verteilte phasengesteuerte Gruppensystem 5900 nicht darauf beschränkt ist.

[0336]  Bezug nehmend auf Fig. 59 ist das RFEM 5902 mit einem Basisbandteilsystem (BBS) 5904 über ein einziges Koax-Kabel 5906 gekoppelt. Das RFEM 5902 kann eine phasengesteuerte Antennengruppe 5908, einen RF-Empfänger 5910, einen RF-Sender 5912, einen Generator eines lokalen Oszillators (LO-Generator) 5944, einen Triplexer 5948 und einen Sende (TX)/Empfangs (RX)-Schalter 5940 aufweisen. Der RF-Empfänger 5910 kann mehrere Leistungsverstärker 5916, mehrere Phasenschieber 5918, einen Kombinierer 5920, einen RF-Verstärker 5922, einen LO-Verstärker 5926 und einen Mischer 5924 aufweisen. Der RF-Empfänger 5910 kann außerdem einen IF-Verstärker 5942 aufweisen.

[0337]  Der RF-Sender 5912 kann einen Mischer 5938, einen LO-Verstärker 5940, einen RF-Verstärker 5936, einen Splitter 5934, mehrere Phasenschieber 5932 und mehrere Verstärker 5930 aufweisen. Der RF-Sender 5912 kann außerdem einen IF-Verstärker 5946 aufweisen.

[0338]  In einer beispielhaften Empfangsoperation kann der Schalter 5940 Empfängerkettenverarbeitung aktivieren. Die Antennengruppe 5908 kann zum Empfangen von mehreren Signalen 5914 verwendet werden. Die empfangenen Signale 5914 können durch die Verstärker 5916 verstärkt werden, und ihre Phase kann durch die entsprechenden Phasenschieber 5918 angepasst werden. Jeder der Phasenschieber 5918 kann ein separates Phasenanpassungssignal (in Fig. 59 nicht dargestellt) von einer Steuerschaltung (z. B. von einem Modem innerhalb des BBS 5904) empfangen, wobei die einzelnen Phasenanpassungssignale auf einer gewünschten Signalrichtungsabhängigkeit basieren, wenn die über die phasengesteuerte Antennengruppe 5908 empfangenen Signale verarbeitet werden. Die phasenangepassten Signale an dem Ausgang der Phasenschieber 5918 können durch den Kombinierer 5920 aufsummiert und dann durch den RF Verstärker 5922 verstärkt werden. Der LO-Generator 5944 kann ein LO-Signal unter Verwendung eines Taktfrequenzsignals 5943, das von dem BBS 5904 über das Koax-Kabel 5906 empfangen wird, erzeugen. Das LO-Signal kann durch den Verstärker 5926 verstärkt werden und dann mit der Ausgabe des Verstärkers 5922 unter Verwendung des Mischers 5924 multipliziert werden, um ein IF-Eingabesignal 5945 zu erzeugen. Das IF-Eingabesignal 5945 kann durch den Verstärker 5942 verstärkt werden und dann zu dem BBS 5904 über den Triplexer 5948 und das Koax-Kabel 5906 kommuniziert werden. In einigen Aspekten kann das IF-Eingabesignal 5945 um ein 10,56 GHz-Signal zentriert sein.

[0339]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann der Schalter 5940 Senderkettenverarbeitung aktivieren. Das RFEM 5902 kann ein IF-Signal 5947 von dem BBS 5904 über das Koax-Kabel 5906 und den Triplexer 5948 empfangen. Das IF-Signal 5947 kann durch den IF-Verstärker 5946 verstärkt und dann zu dem Mischer 5938 kommuniziert werden. Der Mischer 5938 kann ein Aufwärtsumsetzungs-LO-Signal von dem LO-Generator 5944 und dem LO-Verstärker 5940 empfangen. Das verstärkte LO-Signal wird mit dem verstärkten empfangenen IF-Signal durch den Mischer 5938 multipliziert, um ein RF-Signal zu erzeugen. Das RF-Signal wird dann durch den Verstärker 5936 verstärkt und zu dem Splitter 5934 kommuniziert. Der Splitter 5934 erzeugt mehrere Kopien des verstärkten Signals und kommuniziert die Signalkopien zu den mehreren Phasenschiebern 5932. Die mehreren Phasenschieber 5932 können unterschiedliche Phasenanpassungssignale anwenden, um mehrere phasenangepasste Signale zu erzeugen, die durch die mehreren Verstärker 5930 verstärkt werden können. Die mehreren Verstärker 5930 erzeugen mehrere Signale 5928 zum Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 5908.

[0340]  Fig. 60 stellt ein Basisbandteilsystem (BBS) eines verteilten phasengesteuerten Gruppensystems gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 60 kann das BBS 5904 einen Triplexer 6002, einen IF-Empfänger 6004, einen IF-Sender 6006, ein Modem 6024, einen Kristalloszillator 6030, einen Synthesizer 6028 und einen Teiler 6026 aufweisen. Der Synthesizer 6028 kann eine geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code aufweisen und kann ein Signal aus dem Kristalloszillator 6030 verwenden, um ein Taktsignal zu erzeugen. Das erzeugte Taktsignal kann durch den Teiler 6026 geteilt werden, um ein Ausgangs-Taktsignal zur Kommunikation zu dem RFEM 5902 zu erzeugen. In einigen Aspekten kann das erzeugte Taktsignal eine Frequenz von 1,32 GHz aufweisen.

[0341]  Der IF-Empfänger 6304 kann einen IF-Verstärker 6008, Mischer 6010, Filter 6012 und Analog/Digital-Umsetzungs- (ADC-) Blöcke 6014 aufweisen. Der IF-Sender 6006 kann Digital/Analog-Umsetzungs- (DAC-) Blöcke 6022, Filter 6020, Mischer 6018 und einen IF-Verstärker 6016 aufweisen.

[0342]  In einer beispielhaften Empfangsoperation wird ein IF-Signal (z. B. 5945) von dem RFEM 5902 über den Triplexer 6002 empfangen und wird durch den IF-Verstärker 6008 verstärkt. Das verstärkte IF-Signal kann durch die Mischer 6010 auf Basisbandsignale abwärtsumgesetzt werden, dann durch die Tiefpassfilter 6012 gefiltert und durch die ADC-Blöcke 6014 in ein digitales Signal umgesetzt werden, bevor es durch das Modem 6024 verarbeitet wird.

[0343]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann ein digitales Signal, das durch das Modem 6024 ausgegeben wird, durch die DAC-Blöcke 6022 in analoge Signale umgesetzt werden. Die analogen Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 6020 gefiltert und dann durch die Mischer 6018 in ein IF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das IF-Signal kann durch den IF-Verstärker 6016 verstärkt und dann über den Triplexer 6302 und das einzelne Koax-Kabel 5906 zu dem RFEM 5902 kommuniziert werden.

[0344]  In einigen Aspekten kann die phasengesteuerte Antennengruppe 5908 innerhalb des verteilten phasengesteuerten Gruppensystems 5900 mehrere Antennen aufweisen, die für MIMO-Betrieb konfiguriert sein können. Insbesondere können die Antennen innerhalb der phasengesteuerten Antennengruppe 5908 für Senden oder Empfangen mit horizontaler und vertikaler Polarisation konfiguriert sein. In diesem Zusammenhang können wenigstens zwei separate Datenströme unter Verwendung horizontaler und vertikaler Polarisation innerhalb der phasengesteuerten Antennengruppe 5908 in Verbindung mit einem MIMO-Betriebsschema verarbeitet werden. Ein beispielhaftes verteiltes phasengesteuertes Gruppensystem, das konfiguriert ist, in einer MIMO-Betriebsart zu kommunizieren, ist mit Bezug auf Fig. 61 und Fig. 62 dargestellt.

[0345]  Fig. 61 stellt ein beispielhaftes verteiltes phasengesteuertes Gruppensystem mit MIMO-Unterstützung und mehreren Koax-Kabeln, die mit einem einzelnen RFEM gekoppelt sind, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 61 kann das verteilte phasengesteuerte Gruppensystem 6100 ein RFEM 6102 und ein BBS 6104 aufweisen. Das RFEM 6102 kann ähnlich dem RFEM 5902 in Fig. 59 sein. In einigen Aspekten kann das verteilte phasengesteuerte Gruppensystem 6100 zwei separate Sendeempfänger zum Verarbeiten von zwei separaten Strömen für MIMO-Betrieb aufweisen. Insbesondere kann ein erster Sendeempfänger verwendet werden, um einen ersten Datenstrom zum Senden oder Empfangen über die erste phasengesteuerte Antennengruppe 6108 (unter Verwendung eines ersten Typs der Antennenpolarisation) zu verarbeiten, und ein zweiter Sendeempfänger kann verwendet werden, um einen zweiten Datenstrom zum Senden oder Empfangen über die zweite phasengesteuerte Antennengruppe 6112 (oder unter Verwendung eines anderen Polarisationseingangs derselben Antennengruppe) zu verarbeiten.

[0346]  Der erste Sendeempfänger kann einen ersten Teil 6122 innerhalb des BBS 6104 und einen zweiten Teil 6106 innerhalb des RFEM 6102 aufweisen. Ähnlich kann der zweite Sendeempfänger einen ersten Teil 6124 innerhalb des BBS 6104 und einen zweiten Teil 6110 innerhalb des RFEM 6102 aufweisen. Die ersten Sendeempfängerteile 6122 und 6124 innerhalb des BBS 6104 können eine Schaltung zum Digitalisieren von Datensignalen, Filtern der Datensignale und Aufwärtsumsetzen der gefilterten Signale zur Kommunikation zu dem RFEM 6102 zur weiteren Verarbeitung und nachfolgendem Senden durch die phasengesteuerten Antennengruppen 6108 und 6112 aufweisen.

[0347]  Die ersten Sendeempfängerteile 6122 und 6124 innerhalb des BBS 6104 können außerdem eine Schaltung zum Verarbeiten von Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Signalen, die über die phasengesteuerten Antennengruppen 6108 und 6112 empfangen und durch die RFEM verarbeitet werden, und zum Umsetzen solcher Signale in Basisband- und digitale Signale zur Verarbeitung aufweisen. In einigen Aspekten können die ersten Sendeempfängerteile 6122 und 6124 eine oder mehrere der Schaltungen innerhalb des Empfängerblocks 6004 und des Senderblocks 6006 in Fig. 60 aufweisen. Das BBS 6104 kann ferner einen LO-Generator 6126 aufweisen, der konfiguriert sein kann, ein LO-Signal 6128 zu erzeugen. Das LO-Signal 6128 kann durch die ersten Sendeempfängerteile 6122 und 6124 zum Aufwärtsumsetzen eines Basisbandsignals zur Kommunikation zu dem RFEM 6102 oder zum Abwärtsumsetzen eines IF- oder RF-Signals, das von dem RFEM 6102 empfangen wird, in ein Basisbandsignal verwendet werden.

[0348]  Die zweiten Sendeempfängerteile 6106 und 6110 innerhalb des RFEM 6102 können eine Schaltung zum Verstärken von IF- oder RF-Signalen, die von dem BBS 6104 empfangen werden, Aufwärtsumsetzen der verstärkten Signale, Replizieren der Signale, Ausführen von Phasen- und/oder Amplitudenanpassung der Signale vor dem Senden über die phasengesteuerte Antennengruppen 6108 oder 6112 aufweisen. Die zweiten Sendeempfängerteile 6102 und 6110 innerhalb des RFEM 6102 können außerdem eine Schaltung zum Verarbeiten von Hochfrequenzsignalen, die über die phasengesteuerten Antennengruppen 6108 und 6112 empfangen werden, Phasen- und/oder Amplitudenanpassen der Signale, Abwärtsumsetzen der Signale in IF-Signale und Kommunizieren der IF-Signale (oder RF-Signale in Fällen, in denen keine IF-Verarbeitung durch das verteilte phasengesteuerte Gruppensystem 6100 ausführt wird) zu dem BBS 6104 zur Verarbeitung aufweisen. In einigen Aspekten können die zweiten Sendeempfängerteile 6106 und 6110 eine oder mehrere der Schaltungen innerhalb des Empfängerblocks 5910 und des Senderblocks 5912 in Fig. 59 aufweisen. Das RFEM 6102 kann ferner einen LO-Generator 6114 aufweisen, der konfiguriert sein kann, ein LO-Signal 6116 zu erzeugen. Das LO-Signal 6116 kann durch die zweiten Sendeempfängerteile 6106 und 6110 zum Abwärtsumsetzen eines RF-Signals zur Kommunikation zu dem BBS 6104 oder zum Aufwärtsumsetzen eines Signals, das von dem BBS 6104 empfangen wird, in ein RF-Signal zum Senden verwendet werden.

[0349]  In einigen Aspekten kann das verteilte phasengesteuerte Gruppensystem 6100 für MIMO-Betrieb konfiguriert sein, so dass ein erster Datenstrom über das Koax-Kabel 6130 und die Triplexer 6120 und 6118 zum Senden oder Empfangen über das phasengesteuerte Antennengruppe 6108, die einen ersten Typ der Polarisation verwendet, kommuniziert wird. Ein zweiter Datenstrom kann über das Koax-Kabel 6132 und die Triplexer 6120 und 6118 zum Senden oder Empfangen über die zweite phasengesteuerte Antennengruppe 6112, die einen zweiten Typ der Polarisation verwendet, kommuniziert werden. In diesem Zusammenhang verwendet das verteilte phasengesteuerte Gruppensystem 6100 zwei Koax-Kabel 6130 und 6132 zum Kommunizieren von zwei unabhängigen Datenströmen (z. B. zum Senden oder Empfangen unter Verwendung vertikaler und horizontaler Antennenpolarisation) zwischen dem BBS 6104 und dem RFEM 6102.

[0350]  Fig. 62 stellt ein beispielhaftes verteiltes phasengesteuertes Gruppensystem mit MIMO-Unterstützung, wobei jeder RFEM-Sendeempfänger mit einem separaten Koax-Kabel gekoppelt ist, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 62 ist das verteilte phasengesteuerten Gruppensystem 6200 ähnlich dem verteilten phasengesteuerten Gruppensystem 6100, außer dass sich die zweiten Sendeempfängerteile jeweils in einem separaten RFEM befinden. Die separate Sendeempfängerteilkonfiguration in Fig. 62 kann in Fällen verwendet werden, in denen die RFEMs als separate Module verfügbar sind (z. B. jedes RFEM auf einen einzelnen Chip ist).

[0351]  Das verteilte phasengesteuerte Gruppensystem 6200 kann ein RFEM 6202, ein RFEM 6204 und ein BBS 6226 aufweisen. Die RFEMs 6202 und 6204 können ähnlich dem RFEM 5902 in Fig. 59 sein. In einigen Aspekten kann das verteilte phasengesteuerte Gruppensystem 6200 zwei separate Sendeempfänger zum Verarbeiten von zwei separaten Strömen für MIMO-Betrieb aufweisen. Insbesondere kann ein erster Sendeempfänger verwendet werden, um einen ersten Datenstrom zum Senden oder Empfangen über die erste phasengesteuerte Gruppe 6208 (unter Verwendung eines ersten Typs der Antennenpolarisation) zu verarbeiten, und ein zweiter Sendeempfänger kann verwendet werden, um einen zweiten Datenstrom zum Senden oder Empfangen über die zweite phasengesteuerte Gruppe 6222 (unter Verwendung eines zweiten Typs der Antennenpolarisation) zu verarbeiten.

[0352]  Der erste Sendeempfänger kann einen ersten Teil 6230 innerhalb des BBS 6226 und einen zweiten Teil 6206 innerhalb des RFEM 6202 aufweisen. Ähnlich kann der zweite Sendeempfänger einen ersten Teil 6232 innerhalb des BBS 6226 und einen zweiten Teil 6220 innerhalb des RFEM 6204 aufweisen. Die ersten Sendeempfängerteile 6230 und 6232 können Funktionalitäten ähnlich den Funktionalitäten der ersten Sendeempfängerteile 6122 und 6124 aufweisen. Zusätzlich können die zweiten Sendeempfängerteile 6206 und 6220 Funktionalitäten ähnlich den Funktionalitäten der zweiten Sendeempfängerteile 6106 und 6110 aufweisen.

[0353]  Das BBS 6226 kann einen LO-Generator 6234 aufweisen, der konfiguriert sein kann, ein LO-Signal 6236 zu erzeugen. Das LO-Signal 6236 kann durch die ersten Sendeempfängerteile 6230 und 6232 zum Aufwärtsumsetzen eines Basisbandsignals zur Kommunikation zu den RFEMs 6202 und 6204 oder zum Abwärtsumsetzen eines IF- oder RF-Signals, das von den RFEMs 6202 und 6204 empfangen wird, in ein Basisbandsignal verwendet werden.

[0354]  Das RFEM 6202 kann einen LO-Generator 6210 aufweisen, der konfiguriert sein kann, ein LO-Signal 6212 zu erzeugen. Das LO-Signal 6212 kann durch den zweiten Sendeempfängerteil 6206 zum Abwärtsumsetzen eines RF-Signals zur Kommunikation zu dem BBS 6226 oder zum Aufwärtsumsetzen eines Signals, das von dem BBS 6226 empfangen wird, in ein RF-Signal zum Senden über die Gruppe 6208 verwendet werden.

[0355]  Das RFEM 6204 kann einen LO-Generator 6216 aufweisen, der konfiguriert sein kann, ein LO-Signal 6218 zu erzeugen. Das LO-Signal 6218 kann durch den zweiten Sendeempfängerteil 6220 zum Abwärtsumsetzen eines RF-Signals zur Kommunikation zu dem BBS 6226 oder zum Aufwärtsumsetzen eines Signals, das von dem BBS 6226 empfangen wird, in ein RF-Signal zum Senden über die Gruppe 6222 verwendet werden.

[0356]  Während einer beispielhaften MIMO-Operation kann ein erster Datenstrom zwischen dem BBS 6226 und dem RFEM 6202 über die Triplexer 6228 und 6214 und das Koax-Kabel 6238 kommuniziert werden. Der erste Datenstrom kann über die phasengesteuerte Antennengruppe 6208, die vertikal polarisierte Antennen aufweisen kann, gesendet werden. Ein zweiter Datenstrom kann zwischen dem BBS 6226 und dem RFEM 6204 über die Triplexer 6228 und 6224 und das Koax-Kabel 6240 kommuniziert werden. Der zweite Datenstrom kann über die phasengesteuerte Antennengruppe 6222, die horizontal polarisierte Antennen aufweisen kann, gesendet werden. In einigen Aspekten kann die phasengesteuerte Antennengruppe 6208 horizontal polarisierte Antennen aufweisen, und die phasengesteuerte Antennengruppe 6222 kann vertikal polarisierte Antennen aufweisen.

[0357]  Wie in Fig. 61 und Fig. 62 zu sehen ist, wird in einigen Kommunikationssystemen mit verteilter phasengesteuerter Gruppe, die für MIMO-Betrieb konfiguriert sind, ein separates Koax-Kabel für jeden MIMO-Strom, der zwischen einem BBS und einem RFEM kommuniziert wird, verwendet. Zusätzlich und wie in Fig. 62 zu sehen ist, kann, um den Betrieb des MIMO-Systems zu verbessern, Phasenrauschensynchronisation benötigt werden (die LO-Generatoren 6210 und 6216 können über das LO-Synchronisationssignal synchronisiert werden, wie in Fig. 62 zu sehen ist). Das Verwenden mehrerer Koax-Kabel kann jedoch in mobilen Vorrichtungen aufgrund des begrenzten Platzes und zusätzlicher Kosten für die Implementierung schwierig sein.

[0358]  In einigen Aspekten kann ein Kommunikationssystem mit verteilter phasengesteuerter Gruppe für MIMO-Betrieb konfiguriert sein, wobei zwei unabhängige MIMO-Datenströme über ein einzelnes Koax-Kabel, das ein BBS und ein RFEM koppelt, kommuniziert werden können. Insbesondere können die zwei separaten MIMO-Datenströme so konfiguriert sein, dass sie an nicht überlappenden Frequenzen sind. Beispielsweise kann ein LO-Generator innerhalb eines BBS ein oder mehrere LO-Signale erzeugen, die zum Aufwärtsumsetzen von zwei separaten Datenströmen in unterschiedliche RF-Frequenzen verwendet werden können. Der LO-Generator kann außerdem ein zusätzliches LO-Signal erzeugen, das zur Umsetzung der zwei separaten Datenströme in eine gewünschte Frequenz in dem RFEM verwendet werden kann. Die zwei separaten Datenströme können zusammen (z. B. als RF-Signale mit nicht überlappenden Frequenzen) mit dem zusätzlichen LO-Signal über das einzelne Koax-Kabel kommuniziert werden, wobei das zusätzliche LO-Signal verwendet werden kann, um einen oder mehrere aus den MIMO-Strömen auf eine gewünschte Sende- oder Empfangsfrequenz aufwärts- oder abwärtsumzusetzen. Durch Verwenden eines einzigen LO-Generators, um sowohl die LO-Signale, die verwendet werden, um die zwei MIMO-Ströme zu verarbeiten, als auch das LO-Signal, das zusammen mit den MIMO-Strömen über das einzige Koax-Kabel kommuniziert wird, zu erzeugen, wird Synchronisation des Phasenrauschens und Phasenrauschenkorrelation zwischen den MIMO-Strömen erreicht. Die Phasenrauschenkorrelation kann sein, wenn die Signale an den ursprünglichen LO-Frequenzen oder an einen multiplizierten oder geteilten Wert der LO-Frequenzen sind.

[0359]  Fig. 63 stellt ein beispielhaftes verteiltes phasengesteuertes Gruppensystem mit MIMO-Unterstützung und einem einzigen Koax-Kabel, das mit einem einzelnen RFEM gekoppelt ist, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 63 kann das System 6300 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe ein RFEM 6302 und ein BBS 6304 aufweisen. Das RFEM 6302 und das BBS 6322 können ähnlich dem RFEM 5902 und dem BBS 5904 in den Fig. 59-60 sein.

[0360]  In einigen Aspekten kann das System 6300 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe zwei separate Sendeempfänger zum Verarbeiten von zwei separaten Strömen für MIMO-Betrieb aufweisen. Insbesondere kann ein erster Sendeempfänger verwendet werden, um einen ersten Datenstrom zum Senden oder Empfangen über die erste phasengesteuerte Antennengruppe 6306 (unter Verwendung eines ersten Typs der Antennenpolarisation) zu verarbeiten, und ein zweiter Sendeempfänger kann verwendet werden, um einen zweiten Datenstrom zum Senden oder Empfangen über die zweite phasengesteuerte Gruppe 6310 (unter Verwendung eines zweiten Typs der Antennenpolarisation) zu verarbeiten.

[0361]  Der erste Sendeempfänger kann einen ersten Teil 6326 innerhalb des BBS 6322 und einen zweiten Teil 6304 innerhalb des RFEM 6302 aufweisen. Ähnlich kann der zweite Sendeempfänger einen ersten Teil 6328 innerhalb des BBS 6322 und einen zweiten Teil 6308 innerhalb des RFEM 6302 aufweisen. Die ersten Sendeempfängerteile 6326 und 6328 innerhalb des BBS 6322 können eine Schaltung zum Digitalisieren von Datensignalen, Filtern der Datensignale und Aufwärtsumsetzen der gefilterten Signale zur Kommunikation zu dem RFEM 6302 zur weiteren Verarbeitung und nachfolgendem Senden durch die phasengesteuerten Antennengruppen 6306 und 6310 aufweisen. Die ersten Sendeempfängerteile 6326 und 6328 innerhalb des BBS 6322 können außerdem eine Schaltung zum Verarbeiten von Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Signalen, die über die phasengesteuerten Antennengruppen 6306 und 6310 empfangen und durch die RFEM 6302 verarbeitet werden, und zum Umsetzen solcher Signale in Basisband- und digitale Signale zur Verarbeitung aufweisen. In einigen Aspekten können die ersten Sendeempfängerteile 6326 und 6328 eine oder mehrere der Schaltung innerhalb des Empfängerblocks 6004 und des Senderblocks 6006 in Fig. 60 aufweisen.

[0362]  Das BBS 6322 kann ferner einen LO-Generator 6330 aufweisen, der konfiguriert sein kann, die LO-Signale 6332, 6334 und 6320 zu erzeugen. Die LO-Signale 6332 und 6334 können durch die ersten Sendeempfängerteile 6326 bzw. 6328 zum Aufwärtsumsetzen eines Basisbandsignals (in ein IF- oder RF-Signal) zur Kommunikation zu dem RFEM 6302 oder zum Abwärtsumsetzen eines IF- oder RF-Signals, das von dem RFEM 6302 empfangen wird, in ein Basisbandsignal verwendet werden.

[0363]  Die zweiten Sendeempfängerteile 6304 und 6308 innerhalb des RFEM 6302 können eine Schaltung zum Verstärken von IF- oder RF-Signalen, die von dem BBS 6322 empfangen werden, Aufwärtsumsetzen der verstärkten Signale, Replizieren der Signale, Ausführen von Phasen- und/oder Amplitudenanpassung der Signale vor dem Senden über die phasengesteuerte Antennengruppen 6306 und 6310 aufweisen.

[0364]  Die zweiten Sendeempfängerteile 6304 und 6308 innerhalb des RFEM 6302 können außerdem eine Schaltung zum (1) Verarbeiten von Hochfrequenzsignalen, die über die phasengesteuerten Antennengruppen 6306 und 6310 empfangen werden, (2) Phasen- und/oder Amplitudenanpassen der Signale und/oder (3) Abwärtsumsetzen der Signale in IF-Signale und Kommunizieren der IF-Signale (oder RF-Signale in Fällen, in denen keine IF-Verarbeitung durch das Kommunikationssystem 6300 ausführt wird) zu dem BBS 6322 zur Verarbeitung aufweisen. In einigen Aspekten können die zweiten Sendeempfängerteile 6304 und 6308 eine oder mehrere der Schaltung innerhalb des Empfängerblocks 5910 und des Senderblocks 5912 in Fig. 59 aufweisen.

[0365]  Das RFEM 6302 kann ferner einen LO-Generator 6312 aufweisen, der konfiguriert sein kann, ein LO-Signal zu erzeugen, das durch die zweiten Sendeempfängerteile 6304 und 6308 zum Aufwärtsumsetzen oder Abwärtsumsetzen von Signalen verwendet wird. In einigen Aspekten kann der LO-Generator 6312 eine Frequenzmanipulationsschaltung wie z. B. Frequenzteiler und -multiplizierer aufweisen, kann konfiguriert sein, ein LO-Signal unter Verwendung eines weiteren LO-Signals, das durch den LO-Generator 6330 erzeugt wird und von dem BBS 6322 über die Triplexer 6324, 6314 und das einzelne Koax-Kabel 6336 empfangen wird, zu erzeugen.

[0366]  In einigen Aspekten kann das Kommunikationssystem 6300 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe für MIMO-Betrieb mit zwei Datenströmen konfiguriert sein, die gleichzeitig über die Triplexer 6324, 6314 und das Koax-Kabel 6336 kommuniziert werden. Insbesondere können zwei unabhängige Datenströme an Basisbandfrequenzen in dem BBS 6322 erzeugt werden. Der LO-Generator 6330 kann eine einzelne Frequenzquelle innerhalb des Kommunikationssystems 6300 aufweisen und ist konfiguriert, LO-Frequenzen für zwei unterscheidbare Aufwärtsumsetzungsschemas, die durch die ersten Sendeempfängerteile 6326 bzw. 6328 ausgeführt werden, zu erzeugen. Für jedes der beiden Schemas wird eine LO-Frequenz zur Aufwärtsumsetzung des Basisbandstroms auf eine gewünschte IF-Frequenz innerhalb des BBS 6322 verwendet.

[0367]  Beispielsweise kann der LO-Generator 6330 ein erstes LO-Signal 6332 erzeugen, das durch den ersten Sendeempfängerteil 6326 verwendet werden kann, um einen ersten MIMO-Strom 6316 auf eine gewünschte Frequenz f1 (z. B. eine Sendefrequenz) aufwärtsumzusetzen. Der LO-Generator 6330 kann ein zweites LO-Signal 6334 erzeugen, das durch den ersten Sendeempfängerbericht 6328 verwendet werden kann, um einen zweiten MIMO-Strom 6318 auf eine zweite Frequenz f2 aufwärtsumzusetzen. Der LO-Generator 6330 erzeugt zusätzlich ein drittes LO-Signal 6320, das verwendet werden kann (entweder direkt oder durch einfache Manipulation), um einen der oder beide MIMO-Datenströme auf eine gewünschte RF-Frequenz aufwärtsumzusetzen. In dem in Fig. 63 dargestellten Beispiel ist der erste MIMO-Strom 6316 bereits nicht umgesetzt und ist an der gewünschten Frequenz f1 innerhalb des BBS 6322. In diesem Zusammenhang kann das dritte LO-Signal 6320 zu dem RFEM 6302 über ein einzelnes Koax-Kabel 6336 kommuniziert werden und durch den zweiten Sendeempfängerteil 6308 verwendet werden, um den zweiten MIMO-Strom 6318 vor dem Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 6310 auf die gewünschte Frequenz f1 aufwärtsumzusetzen.

[0368]  In einigen Aspekten können die beiden MIMO-Ströme 6316 und 6318 an IF- oder RF-Frequenzen erzeugt werden und können zusammen mit dem dritten LO-Signal 6320 zu dem RFEM 6302 über das einzelne Koax-Kabel 6336 kommuniziert werden. In diesem Zusammenhang können RF-über-Kabel-(RFoC-) Kommunikationstechniken verwendet werden, um die zwei MIMO-Ströme zusammen mit dem LO-Signal über ein einzelnes Koax-Kabel zwischen dem BBS und dem RFEM innerhalb des Kommunikationssystems 6300 zu kommunizieren. Die zwei Aufwärtsumsetzungsschemas zum Erzeugen der MIMO-Ströme 6316 und 6318 können so konstruiert sein, dass die vier Signalfrequenzen, die den zwei MIMO-Strömen 6316 und 6318 zugeordnet sind, und die Frequenzen der LO-Signale 6332 und 6334 nicht überlappen. In einigen Aspekten kann eines der zwei Aufwärtsumsetzungsschemas (z. B. Erzeugen des MIMO-Stroms 6316) ein direktes Umsetzungsschema sein, so dass kein LO-Signal benötigt wird, um den entsprechenden MIMO-Strom (z. B. 6316) zu erzeugen.

[0369]  Wie in Fig. 63 zu sehen ist, wird der erste MIMO-Datenstrom 6316 über das Koax-Kabel 6336 und die Triplexer 6324 und 6314 zum Senden oder Empfangen über die phasengesteuerte Antennengruppe 6306, die einen ersten Typ der Polarisation verwendet, kommuniziert (an der gewünschten Frequenz f1). Ein zweiter MIMO-Datenstrom 6318 wird über das Koax-Kabel 6336 und die Triplexer 6324 und 6314 zum Senden oder Empfangen über die zweite phasengesteuerte Antennengruppe 6310, die einen zweiten Typ der Polarisation verwendet, kommuniziert (an der Frequenz f2).

[0370]  Zusätzlich empfängt der LO-Generator 6312 das dritte LO-Signal 6320 zusammen mit den zwei MIMO-Strömen über das Koax-Kabel 6336 und kommuniziert das LO-Signal 6320 (oder erzeugt ein weiteres LO-Signal durch Frequenzmanipulation des LO-Signals 6320) zu dem zweiten Sendeempfängerteil 6308. Da der zweite MIMO-Strom 6318 an der Frequenz f2 ist (die nicht die gewünschte Frequenz f1 ist), kann der zweite Sendeempfängerteil 6308 das LO-Signal, das von dem LO-Generator 6312 empfangen wird, zum Aufwärtsumsetzen oder Abwärtsumsetzen des zweiten MIMO-Stroms 6318, so dass er auch an der gewünschten Frequenz f1 ist, vor dem Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 6310 verwenden.

[0371]  In diesem Zusammenhang verwendet das System 6300 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe die Koax-Kabel 6130 und 6132 zum Kommunizieren von zwei unabhängigen Datenströme und wenigstens eines LO-Signals (z. B. zum Senden oder Empfangen unter Verwendung vertikaler und horizontaler Antennenpolarisation) zwischen dem BBS 6322 und dem RFEM 6302.

[0372]  In einigen Aspekten können der erste MIMO-Strom 6316 und der zweite MIMO-Strom 6318 an Frequenzen erzeugt werden, die nicht überlappen und die keine gewünschte Frequenz sind. In diesem Fall kann der LO-Generator 6330 zwei separate LO-Signale erzeugen, die zusammen mit den MIMO-Strömen 6316 und 6318 über das einzelne Koax-Kabel 6336 zu dem RFEM 6302 kommuniziert werden können. Die zwei separaten LO-Signale können innerhalb des RFEM 6302 zum Umsetzen der zwei MIMO-Ströme 6316 und 6318 in eine gewünschte Sendefrequenz verwendet werden.

[0373]  In einigen Aspekten können der erste MIMO-Strom 6316 und der zweite MIMO-Strom 6318 an Frequenzen erzeugt werden, die nicht überlappen und die keine gewünschte Frequenz sind. In diesem Fall kann der LO-Generator 6330 ein separates LO-Signal erzeugen, das zusammen mit den MIMO-Strömen 6316 und 6318 über das einzelne Koax-Kabel 6336 zu dem RFEM 6302 kommuniziert werden kann. Das eine separate LO-Signal kann innerhalb des RFEM 6302 zum Umsetzen eines der zwei MIMO-Ströme in eine gewünschte Sendefrequenz verwendet werden. Der LO-Generator 6312 kann das eine separate LO-Signal verwenden, um ein weiteres LO-Signal (z. B. durch Frequenzmanipulation) zu erzeugen, das verwendet werden kann, um den verbleibenden MIMO-Strom in die gewünschte Sendefrequenz umzusetzen. In diesem Fall werden die zwei MIMO-Ströme mit einem einzelnen LO-Signal zwischen dem BBS 6322 und dem RFEM 6302 über das einzelne Koax-Kabel 6336 kommuniziert.

[0374]  In einem Beispiel und wie in Fig. 63 zu sehen ist wird einer der MIMO-Ströme (z. B. 6316) an der gewünschten Frequenz f1 erzeugt. Der zweite MIMO-Strom 6318 wird an einer anderen (nicht überlappenden) Frequenz f2, die höher oder niedriger als f1 sein kann, erzeugt. Die zwei MIMO-Ströme 6316 und 6318 können über das einzelne Koax-Kabel 6336 zusammen mit dem dritten LO-Signal 6320 kommuniziert werden. Das dritte LO-Signal 6320 kann an einer Frequenz sein, die eine Differenz zwischen den Frequenzen f1 und f2 ist, die den MIMO-Strömen 6316 bzw. 6318 zugeordnet sind.

[0375]  Da die verschiedenen Frequenzsignale aus einer einzelnen Frequenzsynthesizerquelle innerhalb des Systems 6300 (z. B. dem LO-Generator 6330) erzeugt werden und da nur einfache Frequenzmanipulation (z. B. Division oder Multiplikation) benutzt wird, um LO-Signale innerhalb des RFEM 6302 zu manipulieren, kann die Phasenbeziehung zwischen den resultierenden RF-Strömen (z. B. 6316 und 6318) aufrechterhalten werden, unabhängig von der Anzahl verwendeter RFEMs oder dem RFEM-Ort. Anders ausgedrückt kann durch Verwenden der gleichen zwei Aufwärtsumsetzungsschemas, um IF- oder RF-MIMO-Ströme zu erzeugen und sie über ein einzelnes Koax mit einem oder mehreren LO-Signalen zu senden, eine Phasenbeziehung zwischen den MIMO-Strömen aufrechterhalten werden, selbst wenn die Ströme zur Verarbeitung durch entfernte RFEMs empfangen werden (ein Mehr-RFEM-Verarbeitungsszenario ist in Fig. 65 dargestellt).

[0376]  Obwohl Fig. 63 die Erzeugung der MIMO-Ströme in dem BBS 6322 und dann die Kommunikation zum Verarbeiten und Senden durch das RFEM 6302 darstellt, können die offenbarten Techniken auch für MIMO-Ströme verwendet werden, die durch die phasengesteuerten Antennengruppen 6306 und 6310 empfangen und dann zum Verarbeiten zu dem BBS 6322 kommuniziert werden.

[0377]  Fig. 64 stellt den spektralen Inhalt verschiedener Signale, die auf dem einzelnen Koax-Kabel von Fig. 63 kommuniziert werden, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 64 stellt das Signaldiagramm 6402 die Frequenz des spektralen Inhalts, der über das einzelne Koax-Kabel 6336 kommuniziert wird, dar. Insbesondere stellt das Signaldiagramm 6402 die Frequenzen eines ersten MIMO-Stroms 6402, eines zweiten MIMO-Stroms 6406 und eines LO-Signals 6408 dar. In einigen Aspekten kann der erste MIMO-Strom 6404 an einer gewünschten Frequenz f1 sein, und der zweite MIMO-Strom 6406 kann an einer Frequenz f2 sein, die ein Bruchteil der Frequenz f1 ist (z. B. ist f2 M/K mal die Frequenz f1, wobei M und K Ganzzahlen größer als 1 sind). Die Frequenz des LO-Signals 6408 kann niedriger sein als die Frequenz des zweiten MIMO-Stroms 6406 und kann basierend auf dem gleichen Bruchteil, der dem zweiten MIMO-Strom 6406 zugeordnet ist, bestimmt werden. Beispielsweise kann die Frequenz des LO-Signals 6408 als fLO gekennzeichnet sein und kann basierend auf der Gleichung bestimmt werden. In diesem Zusammenhang kann der zweite MIMO-Strom 6406 mit der Frequenz f2 auf die gewünschte Frequenz f1 dadurch umgesetzt werden, dass er mit dem LO-Signal an der Frequenz fLO gemischt wird.

[0378]  Bezug nehmend auf Fig. 64 stellt das Signaldiagramm 6410 die Frequenzen eines ersten MIMO-Stroms 6412, eines zweiten MIMO-Stroms 6416 und eines LO-Signals 6414 dar. In einigen Aspekten kann der erste MIMO-Strom 6412 an einer gewünschten Frequenz f1 sein, und das LO-Signal 6414 kann an einer Frequenz f2 sein, die eine Bruchteil der Frequenz f1 ist (z. B. ist f2 M/K mal die Frequenz f1, wobei M und K Ganzzahlen größer als 1 sind). Die Frequenz des zweiten MIMO-Stroms 6416 kann niedriger sein als die Frequenz des LO-Signals 6414 und kann basierend auf dem gleichen Bruchteil, der dem LO-Signal 6414 zugeordnet ist, bestimmt werden. Beispielsweise kann die Frequenz des LO-Signals 6414 sein. Die Frequenz des zweiten MIMO-Stroms 6416 kann als f2 bezeichnet sein und kann basierend auf der Gleichung bestimmt werden.

[0379]  Bezug nehmend auf Fig. 64 stellt das Signaldiagramm 6418 die Frequenz des spektralen Inhalts, der über das einzelne Koax-Kabel 6336 kommuniziert wird, dar. Insbesondere stellt das Signaldiagramm 6418 die Frequenzen eines ersten MIMO-Stroms 6420, eines zweiten MIMO-Stroms 6422 und eines LO-Signals 6424 dar. In einigen Aspekten kann der erste MIMO-Strom 6420 an einer gewünschten Frequenz von 28 GHz sein, und der zweite MIMO-Strom 6422 kann an einer Frequenz 18,66 GHz sein, die ein Bruchteil von 28 GHz ist (z. B. 2/3 von 28 GHz). Die Frequenz des LO-Signals 6424 kann niedriger sein als die Frequenz des zweiten MIMO-Stroms 6422 und kann basierend auf dem gleichen Bruchteil, der dem zweiten MIMO-Strom 6406 zugeordnet ist, bestimmt werden (z. B. kann fLO 9,33 GHz sein, was 1/3 von 28 GHz ist).

[0380]  Fig. 65 stellt ein beispielhaftes System mit verteilter phasengesteuerter Gruppe mit einem einzelnen BBS und mehrere RFEMs mit MIMO-Unterstützung und einem einzelnen Koax-Kabel zwischen dem BBS und jedem der RFEMs gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 65 kann das System 6500 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe die RFEMs 6502 und 6504 und ein BBS 6506 aufweisen. Die RFEMs 6502 und 6504 und das BBS 6506 können ähnlich dem RFEM 6302 und BBS 6322 in Fig. 63 sein. In einigen Aspekten kann das System 6500 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe vier separate Sendeempfänger zum Verarbeiten von vier separaten Strömen für MIMO-Betrieb aufweisen. Insbesondere kann ein erster Sendeempfänger verwendet werden, um einen ersten Datenstrom zum Senden oder Empfangen über die erste phasengesteuerte Gruppe 6548 (unter Verwendung eines ersten Typs der Antennenpolarisation) zu verarbeiten, und ein zweiter Sendeempfänger kann verwendet werden, um einen zweiten Datenstrom zum Senden oder Empfangen über die zweite phasengesteuerte Gruppe 6550 (unter Verwendung eines zweiten Typs der Antennenpolarisation) zu verarbeiten. Ein dritter Sendeempfänger verwendet werden, um einen dritten Datenstrom zum Senden oder Empfangen über die dritte phasengesteuerte Gruppe 6560 (unter Verwendung eines ersten Typs der Antennenpolarisation) zu verarbeiten, und ein vierter Sendeempfänger kann verwendet werden, um einen vierten Datenstrom zum Senden oder Empfangen über die vierte phasengesteuerte Gruppe 6562 (unter Verwendung eines zweiten Typs der Antennenpolarisation) zu verarbeiten.

[0381]  Der erste Sendeempfänger kann einen ersten Teil 6508 innerhalb des BBS 6506 und einen zweiten Teil 6540 innerhalb des RFEM 6502 aufweisen. Der zweite Sendeempfänger kann einen ersten Teil 6510 innerhalb des BBS 6506 und einen zweiten Teil 6542 innerhalb des RFEM 6502 aufweisen. Der dritte Sendeempfänger kann einen ersten Teil 6516 innerhalb des BBS 6506 und einen zweiten Teil 6552 innerhalb des RFEM 6504 aufweisen. Der vierte Sendeempfänger kann einen ersten Teil 6518 innerhalb des BBS 6506 und einen zweiten Teil 6554 innerhalb des RFEM 6504 aufweisen.

[0382]  Die ersten Sendeempfängerteile 6508, 6510, 6516 und 6518 innerhalb des BBS 6506 können eine Schaltung zum Digitalisieren von Datensignalen, Filtern der Datensignale und Aufwärtsumsetzen der gefilterten Signale zur Kommunikation zu den RFEMs 6502 und 6504 zur weiteren Verarbeitung und nachfolgendem Senden durch die phasengesteuerten Antennengruppen 6548, 6550, 6560 und 6562 aufweisen. Die ersten Sendeempfängerteile 6508, 6510, 6516 und 6518 innerhalb des BBS 6506 können außerdem eine Schaltung zum Verarbeiten von Zwischenfrequenz- (IF-) oder RF-Signalen, die über die phasengesteuerten Antennengruppen 6548, 6550, 6560 und 6562 empfangen und durch die RFEMs 6502, 6504 verarbeitet werden, und zum Umsetzen solcher Signale in Basisband- und digitale Signale zur Verarbeitung aufweisen.

[0383]  Das BBS 6506 kann ferner einen LO-Generator 6514 aufweisen, der konfiguriert sein kann, die LO-Signale 6522, 6524 und 6526 zu erzeugen. Die LO-Signale 6522 und 6524 können durch die ersten Sendeempfängerteile 6508, 6510, 6516 und 6518 zum Aufwärtsumsetzen eines Basisbandsignals (auf ein IF- oder RF-Signal) zum Erzeugen von MIMO-Strömen 6528, 6530, 6532 und 6534 zur Kommunikation zu den RFEMs 6502 und 6504 oder zum Abwärtsumsetzen von IF- oder RF-Signalen, die von den RFEMs 6502 und 6504 empfangen werden, in Basisbandsignale verwendet werden.

[0384]  Die zweiten Sendeempfängerteile 6540 und 6542 (innerhalb des RFEM 6502) und 6552 und 6554 (innerhalb des RFEM 6504) können eine Schaltung zum Verstärken von IF- oder RF-Signalen, die von dem BBS 6506 empfangen werden, Aufwärtsumsetzen der verstärkten Signale, Replizieren der Signale, Ausführen von Phasen- und/oder Amplitudenanpassung der Signale vor dem Senden über die phasengesteuerte Antennengruppen 6548, 6550, 6560 und 6562 aufweisen. Die zweiten Sendeempfängerteile 6540 und 6542 (innerhalb des RFEM 6502) und 6552 und 6554 (innerhalb des RFEM 6504) können außerdem eine Schaltung zum Verarbeiten von Hochfrequenzsignalen, die über die phasengesteuerten Antennengruppen 6548, 6550, 6560 und 6562 empfangen werden, Phasen- und/oder Amplitudenanpassen der Signale, Abwärtsumsetzen der Signale in IF-Signale und Kommunizieren der IF-Signale (oder RF-Signale in Fällen, in denen keine IF-Verarbeitung durch das verteilte phasengesteuerte Gruppensystem 6500 ausführt wird) zu dem BBS 6506 zur Verarbeitung aufweisen. In einigen Aspekten können die zweiten Sendeempfängerteile 6540 und 6542 (innerhalb des RFEM 6502) und 6552 und 6554 (innerhalb des RFEM 6504) eine oder mehrere der Schaltung innerhalb des Empfängerblocks 5910 und des Senderblocks 5912 in Fig. 59 aufweisen.

[0385]  Das RFEM 6502 kann einen LO-Generator 6544 aufweisen, der konfiguriert sein kann, LO-Signale zu erzeugen, die durch die zweiten Sendeempfängerteile 6540 und 6542 zum Aufwärtsumsetzen oder Abwärtsumsetzen von Signalen verwendet werden. In einigen Aspekten kann der LO-Generator 6544 eine Frequenzmanipulationsschaltung wie z. B. Frequenzteiler, Addierer und Multiplizierer aufweisen und kann konfiguriert sein, ein LO-Signal unter Verwendung eines weiteren LO-Signals, das durch den LO-Generator 6514 erzeugt wird und von dem BBS 6506 über die Triplexer 6512, 6546 und das einzelne Koax-Kabel 6536 empfangen wird, zu erzeugen.

[0386]  Das RFEM 6504 kann einen LO-Generator 6556 aufweisen, der konfiguriert sein kann, LO-Signale zu erzeugen, die durch die zweiten Sendeempfängerteile 6552 und 6554 zum Aufwärtsumsetzen oder Abwärtsumsetzen von Signalen verwendet werden. In einigen Aspekten kann der LO-Generator 6556 eine Frequenzmanipulationsschaltung wie z. B. Frequenzteiler, Addierer und Multiplizierer aufweisen und kann konfiguriert sein, ein LO-Signal unter Verwendung eines weiteren LO-Signals, das durch den LO-Generator 6514 erzeugt wird und von dem BBS 6506 über die Triplexer 6520, 6558 und das einzelne Koax-Kabel 6538 empfangen wird, zu erzeugen.

[0387]  In einigen Aspekten kann das System 6500 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe für MIMO-Betrieb mit vier Datenströmen konfiguriert sein, die gleichzeitig über die Triplexer 6512, 6520, 6546, 6558 und die Koax-Kabel 6536 und 6538 kommuniziert werden. Insbesondere können vier unabhängige Datenströme an Basisbandfrequenzen in dem BBS 6506 erzeugt werden. Der LO-Generator 6514 kann eine einzelne Frequenzquelle innerhalb des System 6500 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe aufweisen und ist konfiguriert, LO-Frequenzen (z. B. 6522 und 6524) für zwei unterscheidbare Aufwärtsumsetzungsschemas, die durch die ersten Sendeempfängerteile 6508, 6510, 6516 und 6518 ausgeführt werden, zu erzeugen. Für jedes der beiden Schemas wird eine LO-Frequenz zur Aufwärtsumsetzung des Basisbandstroms auf eine gewünschte IF- (oder RF-) Frequenz innerhalb des BBS 6506 verwendet.

[0388]  Wie in Fig. 65 zu sehen ist, können die LO-Signale 6522 und 6524 verwendet werden, um sowohl die MIMO-Ströme 6528 und 6530 (zur Verarbeitung durch das RFEM 6502) als auch die MIMO-Ströme 6532 und 6534 (zur Verarbeitung durch das RFEM 6504) zu erzeugen. Die MIMO-Ströme 6528 und 6532 können an einer gewünschten Frequenz f1 (z. B. einer gewünschten Sendefrequenz) erzeugt werden. Die MIMO-Ströme 6530 und 6534 können an einer anderen Frequenz f2, die höher oder niedriger als f1 sein kann, erzeugt werden.

[0389]  Sowohl die Signalfrequenzen der LO-Signale 6522, 6524 und 6526 als auch die Frequenzen f1 und f2 der vier erzeugten MIMO-Ströme können alle nicht überlappende Frequenzen sein. In diesem Zusammenhang kann irgendeine Kombination aus den LO-Signalen und den MIMO-Strömen über ein einziges Kommunikationsmedium (z. B. ein einziges Koax-Kabel) ohne gegenseitige Signalstörung kommuniziert werden. Das dritte LO-Signal 6526 kann zusammen mit den MIMO-Strömen 6528 und 6530 entlang dem Koax-Kabel 6536 zum Verarbeiten durch das RFEM 6502 kommuniziert werden. Insbesondere ist der erste MIMO-Strom 6528 bereits an der gewünschten Frequenz f1, und somit kann keine weitere Aufwärtsumsetzung vor dem Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 6548 erforderlich sein. Der LO-Generator 6544 kann das dritte LO-Signal 6526 empfangen und kann dieses Signal zu dem zweiten Sendeempfängerteil 6542 zur Aufwärtsumsetzung oder Abwärtsumsetzung des zweiten MIMO-Stroms 6530 auf die gewünschte Frequenz f1 weiterleiten. In einigen Aspekten kann das LO-Signal 6526 so verwendet werden, wie es von dem BBS 6506 empfangen wird, oder der LO-Generator 6544 kann Frequenzmanipulation ausführen, um ein neues LO-Signal zu erzeugen, das zur Umsetzung des zweiten MIMO-Stroms 6530 auf die gewünschten Frequenz f1 vor dem Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 6550 verwendet werden kann.

[0390]  Ähnlich kann das dritte LO-Signal 6526 zusammen mit den MIMO-Strömen 6532 und 6534 entlang dem Koax-Kabel 6538 zum Verarbeiten durch das RFEM 6504 kommuniziert werden. Insbesondere ist der dritte MIMO-Strom 6532 bereits an der gewünschten Frequenz f1, und somit kann keine weitere Aufwärtsumsetzung vor dem Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 6560 erforderlich sein. Der LO-Generator 6556 kann das dritte LO-Signal 6526 empfangen und kann dieses Signal zu dem zweiten Sendeempfängerteil 6554 zur Aufwärtsumsetzung oder Abwärtsumsetzung des vierten MIMO-Stroms 6534 auf die gewünschten Frequenz f1 weiterleiten. In einigen Aspekten kann das LO-Signal 6526 so verwendet werden, wie es von dem BBS 6506 empfangen wird, oder der LO-Generator 6556 kann Frequenzmanipulation ausführen, um ein neues LO-Signal zu erzeugen, das zur Umsetzung des vierten MIMO-Stroms 6534 auf die gewünschten Frequenz f1 vor dem Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 6562 verwendet werden kann.

[0391]  Obwohl Fig. 63 und Fig. 65 die Verwendung eines einzigen Koax-Kabels offenbaren, um das BBS mit dem RFEM zum Senden und Empfangen mehrerer Datenströme zu verbinden, ist die Offenbarung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt, und andere Typen von Verbindungen können ebenfalls verwendet werden. Beispielsweise kann ein weiterer Typ einer Millimeterwellenverbindung oder eines Kabels anstelle des einzelnen Koax-Kabels verwendet werden. Andere Typen von Verbindungen, die verwendet werden können, enthalten halbstarre Kabel, flexible Kabel eines flexiblen Substrats, aufgedruckte RF-Sendeleitungen auf einer PCB, eine starr-flexible Leiterplatte und so weiter.

[0392]  Systeme mit verteilter phasengesteuerter Gruppe (z. B. WiGig und zellulare 5G-Systeme) werden derzeit in Laptops, Tablets, Smartphones, Docking-Stationen und anderen Anwendungen verwendet. Aktuelle Systeme mit verteilter phasengesteuerter Gruppe, die für WiGig und 5G-Kommunikation verwendet werden, sind entweder superheterodyne (Dualumsetzungs-) oder Systeme mit gleitender IF. In diesen Systemen empfängt oder sendet das MAC-PHY-Basisbandteilsystem ein Zwischenfrequenz- (IF-) Signal, das die Verwendung von IF-Verstärkungsstufen, RF - IF-Mischern, hoch selektiven Bandpassfiltern und anderer Schaltung erfordert, die sowohl zum Kommunizieren von IF-Signalen zwischen Schaltungen als auch zur Aufwärtsumsetzung und Abwärtsumsetzung der IF-Signale notwendig sind. Die zusätzliche Schaltung zur IF-Signalverarbeitung führt zu einem größeren Frontend-Modul, höheren Kosten für das System mit verteilter phasengesteuerter Gruppe und geringerer Systemleistung.

[0393]  Fig. 66 stellt ein beispielhaftes RF-Frontend-Modul (RFEM) eines Systems 6600 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe gemäß einigen Aspekten dar. Das System 6600 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe kann in die digitale Basisbandschaltung 310, die Sendeschaltung 315 und die Empfangsschaltung 320 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl das System 6600 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe nicht darauf beschränkt ist.

[0394]  Bezug nehmend auf Fig. 66 ist das RFEM 6602 mit einem Basisbandteilsystem (BBS) 6604 über ein einziges Koax-Kabel 6606 gekoppelt. Das RFEM 6602 kann eine phasengesteuerte Antennengruppe 6608, einen RF-Empfänger 6610, einen RF-Sender 6612, einen Generator eines lokalen Oszillators (LO-Generator) 6644, einen Triplexer 6648 und einen Sende (TX)/Empfangs (RX)-Schalter 6640 aufweisen. Der RF-Empfänger 6610 kann mehrere Leistungsverstärker 6616, mehrere Phasenschieber 6618, einen Addierer 6620, einen RF-Verstärker 6622, einen LO-Verstärker 6626 und einen Multiplizierer 6624 aufweisen. Der RF-Empfänger 6610 kann außerdem einen IF-Verstärker 6642 aufweisen. In einigen Aspekten kann der IF-Verstärker 6642 Teil des Empfängers 6610 sein, oder er kann außerhalb des Empfängers 6610 implementiert sein.

[0395]  Der RF-Sender 6612 kann einen Multiplizierer 6638, einen LO-Verstärker 6640, einen RF-Verstärker 6636, einen Addierer 6634, mehrere Phasenschieber 6632 und mehrere Verstärker 6630 aufweisen. Der RF-Sender 6612 kann außerdem einen IF-Verstärker 6646 aufweisen. In einigen Aspekten kann der IF-Verstärker 6646 Teil des Senders 6612 sein, oder er kann außerhalb des Senders 6612 implementiert sein.

[0396]  In einer beispielhaften Empfangsoperation kann der Schalter 6640 Empfängerkettenverarbeitung aktivieren. Die Antennengruppe 6608 kann zum Empfangen von mehreren Signalen 6614 verwendet werden. Die empfangenen Signale 6614 können durch die Verstärker 6616 verstärkt werden, und ihre Phase kann durch entsprechende Phasenschieber 6618 angepasst werden. Jeder der Phasenschieber 6618 kann ein separates Phasenanpassungssignal (in Fig. 66 nicht dargestellt) von einer Steuerschaltung (z. B. von einem Modem innerhalb des BBS 6604) empfangen, wobei die einzelnen Phasenanpassungssignale auf einer gewünschten Signalrichtungsabhängigkeit basieren, wenn die über die phasengesteuerte Antennengruppe 6608 empfangenen Signale verarbeitet werden. Die phasenangepassten Signale an dem Ausgang der Phasenschieber 6618 können durch den Addierer 6620 summiert und dann durch den RF Verstärker 6622 verstärkt werden. Der LO-Generator 6644 kann ein LO-Signal unter Verwendung eines Taktfrequenzsignals 6643, das von dem BBS 6604 über das Koax-Kabel 6606 empfangen wird, erzeugen. Das LO-Signal kann durch den Verstärker 6626 verstärkt werden und dann mit der Ausgabe des Verstärkers 6622 unter Verwendung des Multiplizierers 6624 multipliziert werden, um ein IF-Eingabesignal 6645 zu erzeugen. Das IF-Eingabesignal 6645 kann durch den Verstärker 6642 verstärkt werden und dann zu dem BBS 6604 über den Triplexer 6648 und das Koax-Kabel 6606 kommuniziert werden. In einigen Aspekten kann das IF-Eingabesignal 6645 ein 10,56 GHz-Signal sein.

[0397]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann der Schalter 6640 Senderkettenverarbeitung aktivieren. Das RFEM 6602 kann ein IF-Signal 6647 von dem BBS 6604 über das Koax-Kabel 6606 und den Triplexer 6648 empfangen. Das IF-Signal 6647 kann durch den IF-Verstärker 6646 verstärkt und dann zu dem Multiplizierer 6638 kommuniziert werden. Der Multiplizierer 6638 kann ein Aufwärtsumsetzungs-LO-Signal von dem LO-Generator 6644 und dem LO-Verstärker 6640 empfangen. Das verstärkte LO-Signal wird mit dem verstärkten empfangenen IF-Signal durch den Multiplizierer 6638 multipliziert, um ein RF-Signal zu erzeugen. Das RF-Signal wird dann durch den Verstärker 6636 verstärkt und zu dem Addierer 6634 kommuniziert. Der Addierer 6634 erzeugt mehrere Kopien des verstärkten Signals und kommuniziert die Signalkopien zu den mehreren Phasenschiebern 6632. Die mehreren Phasenschieber 6632 können unterschiedliche Phasenanpassungssignale anwenden, um mehrere phasenangepasste Signale zu erzeugen, die durch die mehreren Verstärker 6630 verstärkt werden können. Die mehreren Verstärker 6630 erzeugen mehrere Signale 6628 zum Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 6608.

[0398]  Fig. 67 stellt ein Basisbandteilsystem (BBS) eines Systems mit verteilter phasengesteuerter Gruppe gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 67 kann das BBS 6604 einen Triplexer 6702, einen IF-Empfänger 6704, einen IF-Sender 6706, ein Modem 6724, einen Kristalloszillator 6730, einen Synthesizer 6728 und einen Teiler 6726 aufweisen. Der Synthesizer 6728 kann eine geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code enthalten und kann ein Signal aus dem Kristalloszillator 6730 verwenden, um ein Taktsignal zu erzeugen. Das erzeugte Taktsignal kann durch den Teiler 6726 geteilt werden, um ein Ausgangs-Taktsignal zur Kommunikation zu dem RFEM 6602 zu erzeugen. In einigen Aspekten kann das erzeugte Taktsignal eine Frequenz von 1,32 GHz aufweisen.

[0399]  Der IF-Empfänger 7004 kann einen IF-Verstärker 6708, Mischer 6710, Filter 6712 und Analog/Digital-Umsetzungs- (ADC-) Blöcke 6714 aufweisen. Der IF-Sender 6706 kann Digital/Analog-Umsetzungs- (DAC-) Blöcke 6722, Filter 6720, Mischer 6718 und einen IF-Verstärker 6716 aufweisen.

[0400]  In einer beispielhaften Empfangsoperation wird ein IF-Signal (z. B. 6645) von dem RFEM 6602 über den Triplexer 6702 empfangen und wird durch den IF-Verstärker 6708 verstärkt. Das verstärkte IF-Signal kann durch die Mischer 6710 auf Basisbandsignale abwärtsumgesetzt werden, dann durch die Tiefpassfilter 6712 gefiltert und durch die ADC-Blöcke 6714 in ein digitales Signal umgesetzt werden, bevor es durch das Modem 6724 verarbeitet wird.

[0401]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann ein digitales Signal, das durch das Modem 6724 ausgegeben wird, durch die DAC-Blöcke 6722 in analoge Signale umgesetzt werden. Die analogen Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 6720 gefiltert und dann durch die Mischer 6718 in ein IF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das IF-Signal kann durch den IF-Verstärker 6716 verstärkt und dann über den Triplexer 6702 und das einzelne Koax-Kabel 6606 zu dem RFEM 6602 kommuniziert werden.

[0402]  Fig. 68 stellt ein Frequenzdiagramm von Signalen, die zwischen einem RFEM und einem BBS kommuniziert werden, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 68 stellt das Frequenzdiagramm 6800 verschiedene Signale dar, die zwischen dem RFEM 6602 und dem BBS 6604 über das einzelne Koax-Kabel 6606 kommuniziert werden können. Beispielsweise kann das BBS 6604 ein Gleichstromsignal 6802, ein Steuersignal 6804 und das Taktsignal 6806 kommunizieren. Zusätzlich können Datensignale 6810 zwischen dem BBS 6604 und dem RFEM 6602 kommuniziert werden. Beispielsweise kann ein IF-Datensignal 6645 von dem RFEM 6602 zu dem BBS 6604 kommuniziert werden, und ein IF-Datensignal 6647 kann von dem BBS 6604 zu dem RFEM 6602 kommuniziert werden. Das Taktsignal 6806 kann das gleiche sein wie das LO-Erzeugungs-Taktsignal 6643, das durch das RFEM 6602 von dem BBS 6604 empfangen wird. In einigen Aspekten kann das Taktsignal 6806 ein 1,32 GHz-Signal sein. In einigen Aspekten kann das Steuersignal 6804 von dem BBS 6604 zu dem RFEM 6602 kommuniziert werden und kann Phasenanpassungswerte zum Gebrauch durch die Phasenschieber 6618 und die Phasenschieber 6632 angeben. Das Steuersignal 6804 kann dem RFEM 6602 andere Steuerfunktionen angeben, wie z. B. Anschalten, Ausschalten, Erhöhen oder Verringern der Sendeleistung und so weiter.

[0403]  Wie in Fig. 68 zu sehen ist, kann das Signalspektrum von Signalen, die zwischen dem RFEM 6602 und dem BBS 6604 kommuniziert werden, einige unerwünschte Signale enthalten, wie z. B. sowohl die Taktoberwellen 6808 als auch die Oberwellen des Steuersignals 6804. Zusätzlich sind durch Aufnehmen der IF-Verarbeitungsschaltung innerhalb des RFEM 6602 und des BBS 6604 andere Nachteile innerhalb des Systems 6600 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe vorhanden, wie hier nachstehend beschrieben ist.

Signalfrequenzstabilität aufgrund von Spannungssprüngen der RFEM-Versorgungsspannung 

[0404]  Das RFEM 6602 enthält LO-Generatoren (z. B. 6644), die Frequenzsynthesizer, Frequenzmultiplizierer und Teiler enthalten können. Die Frequenzsignale, die durch diese Schaltungen erzeugt werden, werden zum Ansteuern des Aufwärtsumsetzungsmischers 6638 oder des Abwärtsumsetzungsmischers 6624 verwendet. Der LO-Generator 6644 kann jedoch empfindlich gegen die Versorgungsspannungsstabilität sein. Die Versorgungsspannung (z. B. 6802) des RFEM 6602 wird sowohl durch das Koax-Kabel 6606 als auch die zugeordneten Verbindungselemente und RF-Drossler (in Fig. 66 nicht dargestellt) zugeführt. Infolgedessen wird die Versorgungsspannung durch den Widerstand dieser Komponenten und den Strom, der durch das Koax-Kabel 6606 fließt, beeinflusst. In diesem Zusammenhang würde jede plötzliche Änderung des Stroms durch das Koax 6606 (z. B. RX-zu-TX-Übergänge, Ändern der Anzahl aktiver Spuren der phasengesteuerten Gruppe, digitale Aktivität/Verarbeitung in dem RFEM usw.) eine plötzliche Änderung der LO-Erzeugungsschaltung erzeugen, die eine plötzliche Frequenzänderung verursachen würde.

Hoher Stromverbrauch des RFEM 

[0405]  Das System 6600 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe verwendet den LO-Generator 6644 (Synthesizer, Frequenzmultiplizierer, Frequenzteiler usw.), Aufwärts- und Abwärtsumsetzungsmischer (z. B. 6624, 6638), IF-Verstärkungsstufen (z. B. 6642, 6646) und komplexe Triplexer (z. B. 6648). In einem Aspekt der Offenbarung können nur RF-Signale zwischen dem RFEM 6602 und dem BBS 6604 kommuniziert werden. In diesem Zusammenhang kann die IF-bezogene Schaltung innerhalb des RFEM 6602 entfernt werden, was den Stromverbrauch und die Wärmeerzeugung des RFEM 6602 verringert.

RFEM-Kosten 

[0406]  In Systemen mit verteilter phasengesteuerter Gruppe (z. 6600) können die RFEM-Kosten signifikant sein (z. B. bis zu 50 % der gesamten Systemkosten in einigen Fällen). Während BBS-Kostenreduktion durch Prozessmigration erreicht werden kann (da vieles der BSS-Chip-Verarbeitung digital ist), kann eine solche Kostenreduktion mit dem RFEM schwierig sein, da in dem RFEM hauptsächlich analoge Verarbeitung enthalten ist. Durch Ausführen von nur RF-Verarbeitung und Kommunizieren von RF-Signalen zwischen dem RFEM 6602 und dem BBS 6604 über das einzelne Koax-Kabel 6606 kann eine Kostenreduktion der RFEM-Implementierung erreicht werden.

RFEM-Formfaktor (FF) 

[0407]  Da das RFEM 6602 eine Antennengruppe (108) aufweist, befindet es sich an der Grenze der Kommunikationsvorrichtung, um gute Abstrahlungen Antennen der der phasengesteuerten Gruppe zu ermöglichen. Durch Verwenden von nur RF-Verarbeitung und Entfernen der IF-Umsetzungsstufe und Verarbeitung aus dem RFEM 6602 ist der RFEM-Formfaktor reduziert, was für die Platzierung und Implementierung der RFEM-Vorrichtung vorteilhaft ist.

Gemeinsames Ablaufen mit anderen Standards (WiFi, Bluetooth, LTE usw.) 

[0408]  Die IF-Frequenzsignale (z. B. 6645 und 6647), die über das Koax-Kabel 6606 kommuniziert werden, führen die Breitband- (z. B. WiGig- oder 5G-) Signale und sind durch Oberwellen anderer Kommunikationssysteme in derselben Plattform/Vorrichtung verwundbar. Beispielsweise können die IF-Frequenzsignale (6645), die von dem RFEM zu dem BBS kommuniziert werden, oder die IF-Signale (6647), die durch das RFEM von dem BBS empfangen werden, 10,56 GHz-Signale sein. Die 10,6 GHz-IF-Signale können jedoch in dem gleichen Bereich sein wie eine oder mehrere Oberwellen eines Wi-Fi-Bands.

Verletzung der FCC/ETSI-Regulierung des CLK-Signals über das Koax 

[0409]  In einem verteilten System streuen die Signale über das KOAX-Kabel (CLK, IF-Daten) aus dem KOAX (Kabel und Verbindungselemente) und aus den PCB-Verbindungen. Dieser Verlust würde eine Verletzung FCC/ETSI-Regulierung verursachen. Um die Verlustleistung zu verringern, müssen wir eine RF-Abschirmung hoher Qualität, hochisoliertes KOAX verwenden und in einigen Fällen sogar den Pegel der Signale über das KOAX erniedrigen (das könnte die Systemleistung beeinträchtigen).

[0410]  In einigen Aspekten kann das RFEM 6602 konfiguriert sein, RF-Signale zu verarbeiten und über das Koax-Kabel 6606 zu dem BBS 6604 zur Verarbeitung und Abwärtsumsetzung zu kommunizieren. Ähnlich kann das BBS 6604 Datensignale auf RF-Signale aufwärtsumsetzen und die RF-Signale über das Koax-Kabel 6606 zu dem RFEM 6602 kommunizieren. In diesem Zusammenhang können durch Entfernen der IF-Verarbeitung innerhalb des RFEM 6602 die vorstehend aufgelisteten Nachteile, die mit der IF-Verarbeitung innerhalb des verteilten phasengesteuerten Gruppenkommunikationssystems verbunden sind, entfernt werden. 108

[0411]  Fig. 69 stellt ein RFEM gekoppelt mit einem BBS über ein einzelnes Koax-Kabel zum Kommunizieren von RF-Signalen gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 69 kann das Kommunikationssystem 6900 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe das RFEM 6902 gekoppelt mit einem Basisbandteilsystem (BBS) 6904 über ein einziges Koax-Kabel 6906 aufweisen. Das RFEM 6902 kann eine phasengesteuerte Antennengruppe 6908, einen RF-Empfänger 6910, einen RF-Sender 6912, einen Duplexer 6936 und einen Sende (TX)/Empfangs (RX)-Schalter 6934 aufweisen. Der RF-Empfänger 6910 kann mehrere Leistungsverstärker 6916, mehrere Phasenschieber 6918, einen Addierer 6920 und einen RF-Verstärker 6922 aufweisen. Der RF-Sender 6912 kann einen RF-Verstärker 6932, einen Addierer 6930, mehrere Phasenschieber 6928 und mehrere Verstärker 6926 aufweisen.

[0412]  In einer beispielhaften Empfangsoperation kann der Schalter 6934 Empfängerkettenverarbeitung aktivieren. Die phasengesteuerte Antennengruppe 6908 kann zum Empfangen von mehreren Signalen 6914 verwendet werden. Die empfangenen Signale 6914 können durch die Verstärker 6916 verstärkt werden, und ihre Phase kann durch die entsprechenden Phasenschieber 6918 angepasst werden. Jeder der Phasenschieber 6918 kann ein separates Phasenanpassungssignal (in Fig. 69 nicht dargestellt) von einer Steuerschaltung (z. B. von einem Modem innerhalb des BBS 6904) empfangen, wobei die einzelnen Phasenanpassungssignale auf einer gewünschten Signalrichtungsabhängigkeit basieren, wenn die über die phasengesteuerte Antennengruppe 6908 empfangenen Signale verarbeitet werden. Die phasenangepassten Signale an dem Ausgang der Phasenschieber 6918 können durch den Addierer 6920 summiert und dann durch den RF Verstärker 6922 verstärkt werden, um ein RF-Eingabesignal 6923 zu erzeugen. Das RF-Eingabesignal 6923 kann zu dem BBS 6904 über den Duplexer 6936 und das Koax-Kabel 6906 kommuniziert werden. In einigen Aspekten kann das RF-Eingabesignal 6923 ein 60 GHz-Signal oder ein anderes Signal in einem Millimeterwellenband, einschließlich eines 5G-Kommunikationsbands, sein.

[0413]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann der Schalter 6934 Senderkettenverarbeitung aktivieren. Das RFEM 6902 kann ein RF-Ausgabesignal 6931 von dem BBS 6904 über das Koax-Kabel 6906 und den Duplexer 6936 empfangen. Das RF-Signal 6931 kann durch den RF-Verstärker 6932 verstärkt und dann zu dem Addierer 6930 kommuniziert werden. Der Addierer 6930 erzeugt mehrere Kopien des verstärkten RF-Signals und kommuniziert die Signalkopien zu den mehreren Phasenschiebern 6928. Die mehreren Phasenschieber 6928 können unterschiedliche Phasenanpassungssignale anwenden, um mehrere phasenangepasste Signale zu erzeugen, die durch die mehreren Verstärker 6926 verstärkt werden können. Die mehreren Verstärker 6926 erzeugen mehrere Signale 6924 zum Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 6908.

[0414]  Fig. 70 stellt ein genaueres Diagramm des BBS 6904 von Fig. 69 gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 69 kann das BBS 6904 einen Duplexer 7002, einen RF-Empfänger 7004, einen RF-Sender 7006, ein Modem 7024, einen Kristalloszillator 7030, einen Synthesizer 7028 und einen Teiler 7026 aufweisen. Der Synthesizer 7028 kann eine geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code aufweisen und kann ein Signal aus dem Kristalloszillator 7030 verwenden, um ein Taktsignal wie z. B. das Signal 7032 zu erzeugen. Das erzeugte Taktsignal 7032 kann durch den RF-Empfänger 7004 verwendet werden, um ein empfangenes Signal unter Verwendung der Mischer 7010 abwärtsumzusetzen. Das erzeugte Taktsignal 7032 kann außerdem durch den RF-Sender 7006 verwendet werden, um ein Signal unter Verwendung der Mischer 7018 aufwärtsumzusetzen. Das Taktsignal 7032 kann außerdem durch den Teiler 7026 geteilt werden, um ein zweites Taktsignal 7034 zu erzeugen. Das erzeugte zweite Taktsignal 7034 kann durch den RF-Empfänger 7004 verwendet werden, um ein empfangenes Signal unter Verwendung der Mischer 7010 abwärtsumzusetzen. Das erzeugte zweite Taktsignal 7034 kann außerdem durch den RF-Sender 7006 verwendet werden, um ein Signal unter Verwendung der Mischer 7018 aufwärtsumzusetzen. Wie in Fig. 70 zu sehen ist, können zwei separate Taktsignale 7034 und 7032 durch den Synthesizer 7028 und den Teiler 7026 erzeugt werden. Eines oder beide der zwei Taktsignale 7034 und 7032 können zur Abwärtsumsetzung der RF-Signale in das Basisband unter Verwendung einer oder mehrerer Zwischen-IF-Stufen oder in einigen Fällen Umsetzung von RF auf das Basisband ohne eine Zwischen-IF-Stufenumsetzung verwendet werden. Ähnlich können eines der oder beide der Taktsignale 7034 und 7032 zur Aufwärtsumsetzung eines Basisbandsignals in ein RF-Signal unter Verwendung einer oder mehrerer Zwischen-IF-Stufen oder in einigen Fällen Umsetzung von dem Basisband auf RF ohne eine Zwischen-IF-Stufenumsetzung verwendet werden.

[0415]  Der RF-Empfänger 7004 kann einen RF-Verstärker 7008, Mischer 7010, Filter 7012 und Analog/Digital-Umsetzungs- (ADC-) Blöcke 7014 aufweisen. Der RF-Sender 7006 kann Digital/Analog-Umsetzungs-(DAC-) Blöcke 7022, Filter 7020, Mischer 7018 und RF-Verstärker 7016 aufweisen.

[0416]  In einer beispielhaften Empfangsoperation wird ein RF-Signal (z. B. 6923) von dem RFEM 6902 über das einzelne Koax 6906 und den Duplexer 7002 empfangen und wird durch den RF-Verstärker 7008 verstärkt. Das verstärkte RF-Signal kann durch die Mischer 7010 auf Basisbandsignale abwärtsumgesetzt werden, dann durch die Tiefpassfilter 7012 gefiltert und durch die ADC-Blöcke 7014 in ein digitales Signal umgesetzt werden, bevor es durch das Modem 7024 verarbeitet wird.

[0417]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann ein digitales Signal, das durch das Modem 7024 ausgegeben wird, durch die DAC-Blöcke 7022 in analoge Signale umgesetzt werden. Die analogen Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 7020 gefiltert und dann durch die Mischer 7018 in ein RF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das RF-Signal kann durch den RF-Verstärker 7016 verstärkt und dann über den Duplexer 7002 und das einzelne Koax-Kabel 6906 zu dem RFEM 6902 kommuniziert werden.

[0418]  In einigen Aspekten kann das Koax-Kabel 6906 zur Kommunikation von Gleichstromsignalen (z. B. von dem BBS 6904 zu dem RFEM 6902), Steuersignalen und RF-Datensignalen, die durch die phasengesteuerte Antennengruppe 6908 empfangen oder gesendet werden, verwendet werden. Das Steuersignal kann Phasenanpassungssignale, Einschaltsignale, Ausschaltsignale und andere Steuersignale aufweisen, die von dem BBS 6904 zu dem RFEM 6092 kommuniziert werden. In einigen Aspekten können Steuersignale Phasenanpassungsanforderungssignale oder andere Datenanforderungssignale enthalten, die von dem RFEM 6902 zu dem BBS 6904 kommuniziert werden. In diesem Zusammenhang kann ein Direktumsetzungsschema in Verbindung mit einem System mit verteilter phasengesteuerter Gruppe verwendet werden, wobei das RFEM und das BBS über ein einzelnes Koax-Kabel gekoppelt sind.

[0419]  In einigen Aspekten kann das Steuersignal zum Steuern des RFEM-Betriebs (z. B. Steuern der Ausgangsleistungspegel, AGC, EIN/AUS usw.) verwendet werden. Zusätzlich kann die Steuerverbindungsstrecke zwischen dem RFEM und dem BBS bidirektional sein und kann für BBS-zu-RFEM-Befehle und für RFEM-zu-BBS-Telemetrieübertragung (z. B. PA-Leistungsdektetorlesen, ACK nach Empfang eines Steuerbefehls, Temperaturdetektorlesen usw.) verwendet werden.

[0420]  In einigen Aspekten können unterschiedliche Typen von Koax-Kabeln (6906) in Verbindung mit einem Kommunikationssystem mit verteilter phasengesteuerter Gruppe, das RF über das Koax kommuniziert, verwendet werden. Beispielsweise kann ein Koaxialkabel von hoher Qualität, ein halbstarres Kabel oder ein flexibles halbstarres Kabel als das Kabel 6906 verwendet werden, was Hochfrequenzkommunikation von RF-Signalen mit einem zumutbaren Verlust ermöglicht.

[0421]  In einem weiteren Beispiel kann ein kostengünstigeres Koax-Kabel als das Koax 6906 verwendet werden, was zu Problemen mit der Anpassung (S11) und hohem Verlust (S21) mit Hochfrequenz-, RF-, Kommunikation führen kann. Diese Nachteile können über Systemkonstruktionsänderungen verbessert werden, wie z. B. Verbesserungen der adaptiven Kabelanpassung, robuste RX- und TX-Einregelungen und dem Auslöschen von RX- und TX-Nichtlinearitätsverzerrung.

Verbesserung der adaptiven Kabelanpassung 

[0422]  RF-Signalkommunikation über ein Kabel kann mit hohen Verlusten und Anpassungsproblemen einhergehen. Aufgrund der hohen Frequenz, die der RF-Kabelkommunikation zugeordnet ist, kann die Variation der Kabelanpassung hoch und unerwartet sein, was den Leistungsverlust zwischen dem Kabel und der Last beeinflusst. In einem Beispiel und um diese Nachteile zu überwinden kann eine Schaltung zur adaptiven Impedanzanpassung (z. B. 6938 und 7036) in dem RFEM 6902 und dem BBS 6904 verwendet werden, wie in den Fig. 69-5 zu sehen ist.

Robuste RX- und TX-Einregelungen 

[0423]  In einigen Aspekten kann höherer Signalverlust, der dem Koax-Kabel zugeordnet ist, durch Hinzufügen zusätzlicher Gewinnverstärkungs/Anpassungsstufen (in den Figuren nicht dargestellt) (z. B. vor dem Kabel 6906 und der adaptiven Anpassung 6938 innerhalb des RFEM 6902) adressiert werden, was sicherstellen kann, dass ein potentieller hoher Signalverlust eines Koax-Kabels das SNR des kommunizierten RF-Signals nicht verschlechtern würde.

Auslöschen von RX- und TX-Nichtlinearitätsverzerrung 

[0424]  In einigen Aspekten können zusätzliche Verstärkungsstufen in der RX- und TX-Einregelung zu Nichtlinearitätsverzerrung führen. Diese Signalverzerrungen können jedoch über digitale Mechanismen kompensiert werden, wie z. B. eine Vor-Verzerrungsanpassungsschaltung in dem TX-Pfad oder eine Nach-Verzerrungsanpassungsschaltung in dem RX-Pfad (in den Figuren nicht dargestellt).

[0425]  Fig. 71 stellt eine beispielhafte mächtige Antennengruppe (MAA) unter Verwendung mehrerer RFEMs, die mit einem einzelnen BBS gekoppelt sind, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 71 kann das Kommunikationssystem 7100 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe verwendet werden um eine mächtige Antennengruppe zu implementieren. Insbesondere können mehrere RFEMs (7102, 7138, ..., 7140) mit einem einzelnen BBS (7104) verwendet werden, wobei jedes RFEM eine phasengesteuerte Antennengruppe aufweist. Die RFEMs 7102, 7138, ..., 7140 können mit dem BBS über 7104 über entsprechende einzelne Koax-Kabel 7106, 7144, ..., 7146 gekoppelt sein.

[0426]  In einigen Aspekten kann sich eine einzelne LO-Quelle (z. B. ein Millimeterwellensynthesizer) innerhalb des BBS 7104 befinden und zur Aufwärtsumsetzung bzw. Abwärtsumsetzung von TX -und RX-Signalen verwendet werden. Auf diese Weise kann eine gemeinsame LO-Signalphase (z. B. eine synchronisierte Phase der TX- oder RX-Signale) in allen in der MAA 7100 verwendeten RFEMs sichergestellt werden. Im Vergleich dazu könnten in IF-über-Koax-Systemen mit verteilter phasengesteuerter Gruppe die Synthesizer und Frequenzteiler, die sich in den unterschiedlichen RFEMs befinden, jedes Mal, wenn das RFEM eingeschaltet wird oder die Betriebsfrequenz verändert wird, eine unsynchronisierte Phase aufweisen. Die unsynchronisierte Phase kann deshalb das Ausführen einer neuen Strahlformungsprozedur erforderlich machen, die eine zeitaufwändige Operation sein kann, die den gesamten Streckendurchsatz und die Qualität verschlechtert.

[0427]  Bezug nehmend auf Fig. 71 kann das Kommunikationssystem 7100 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe das RFEM 7102 gekoppelt mit dem BBS 7104 über ein einziges Koax-Kabel 7106 aufweisen. Das RFEM 7102 kann eine phasengesteuerte Antennengruppe 7108, einen RF-Empfänger 7110, einen RF-Sender 7112, einen Duplexer 7136 und einen Sende (TX) / Empfangs (RX)-Schalter 7134 aufweisen. Der RF-Empfänger 7110 kann mehrere Leistungsverstärker 7116, mehrere Phasenschieber 7118, einen Addierer 7120 und einen RF-Verstärker 7122 aufweisen. Der RF-Sender 7112 kann einen RF-Verstärker 7132, einen Addierer 7130, mehrere Phasenschieber 7128 und mehrere Verstärker 7126 aufweisen.

[0428]  In einer beispielhaften Empfangsoperation kann der Schalter 7134 Empfängerkettenverarbeitung aktivieren. Die Antennengruppe 7108 kann zum Empfangen von mehreren Signalen 7114 verwendet werden. Die empfangenen Signale 7114 können durch die Verstärker 7116 verstärkt werden, und ihre Phase kann durch entsprechende Phasenschieber 7118 angepasst werden. Jeder der Phasenschieber 7118 kann ein separates Phasenanpassungssignal (in Fig. 71 nicht dargestellt) von einer Steuerschaltung (z. B. von einem Modem innerhalb des BBS 7104) empfangen, wobei die einzelnen Phasenanpassungssignale auf einer gewünschten Signalrichtungsabhängigkeit basieren können, wenn die über die phasengesteuerte Antennengruppe 7108 empfangenen Signale verarbeitet werden. Die phasenangepassten Signale an dem Ausgang der Phasenschieber 7118 können durch den Addierer 7120 summiert und dann durch den RF Verstärker 7122 verstärkt werden, um ein RF-Eingabesignal 7123 zu erzeugen. Das RF-Eingabesignal 7123 kann zu dem BBS 7104 über den Duplexer 7136 und das Koax-Kabel 7106 kommuniziert werden. In einigen Aspekten kann das RF-Eingabesignal 7123 ein 60 GHz-Signal oder ein anderes Signal in einem Millimeterwellenband, einschließlich eines 5G-Kommunikationsbands, sein.

[0429]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann der Schalter 7134 Senderkettenverarbeitung aktivieren. Das RFEM 7102 kann ein RF-Ausgabesignal 7131 von dem BBS 7104 über das Koax-Kabel 7106 und den Duplexer 7136 empfangen. Das RF-Signal 7131 kann durch den RF-Verstärker 7132 verstärkt und dann zu dem Addierer 7130 kommuniziert werden. Der Addierer 7130 erzeugt mehrere Kopien des verstärkten RF-Signals und kommuniziert die Signalkopien zu den mehreren Phasenschiebern 7128. Die mehreren Phasenschieber 7128 können unterschiedliche Phasenanpassungssignale anwenden, um mehrere phasenangepasste Signale zu erzeugen, die durch die mehreren Verstärker 7126 verstärkt werden können. Die mehreren Verstärker 7126 erzeugen mehrere Signale 7124 zum Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 7108. In einigen Aspekten können die RFEMs 7138 - 7140 gleich dem RFEM 7102 sein.

[0430]  Obwohl Fig. 71 keine Einzelheiten des BBS 7104 bereitstellt, kann das BBS 7104 gleich dem BBS 6904 sein und kann die in Fig. 70 dargestellten Blöcke aufweisen. Wie in Fig. 70 zu sehen ist, ist innerhalb des BBS 6904 ein einzelner Synthesizer 7028 verwendet. Durch Verwenden eines einzelnen BBS (z. B. 7104), das einen LO-Generator (z. B. einen Synthesizer 7028, der einen RF-Synthesizer, einen IF-Synthesizer usw. aufweisen kann) aufweist, der von den RFEMs gemeinsam verwendet wird, ist eine Phasenkorrelation zwischen den LO-Frequenzen, die durch den LO-Generator innerhalb des einzelnen BBS erzeugt werden, und den abgehenden RF-Signalen, die durch die phasengesteuerten Antennengruppen der mehreren RFEMs kommuniziert werden, vorhanden. In diesem Zusammenhang werden alle Signale, die durch die phasengesteuerten Antennengruppen der RFEMs 7102, 7138, ..., 7140 gesendet werden, die gleiche Phase aufweisen.

[0431]  Obwohl Fig. 69, Fig. 70 und Fig. 71 die Verwendung eines einzigen Koax-Kabels offenbaren, um das BBS mit dem RFEM zu verbinden, ist die Offenbarung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt, und andere Typen von Verbindungen können ebenfalls verwendet werden. Beispielsweise kann ein anderer Typ einer Millimeterwellenverbindung oder eines Kabels anstelle des einzelnen Koax-Kabels verwendet werden. Andere Typen von Verbindungen, die verwendet werden können, enthalten halbstarre Kabel, flexible Kabel eines flexiblen Substrats, aufgedruckte RF-Sendeleitungen auf einer PCB, eine starr-flexible Platine und so weiter. Beispielsweise und mit Bezug auf Fig. 71 kann eine starr-flexible Platine anstelle der Koax-Kabel 7106, 7144 und 7146 verwendet werden, wobei die mehreren RFEMs über die RF-Leitungen gespeist werden können, die sich von dem Haupt-BBS 7104 zu den RFEMs an unterschiedlichen Orten unter Verwendung des flexiblen Abschnitts der Verbindungsplatine (z. B. des RF-über-flex-Abschnitts einer starr-flexiblen Platine) ausbreiten. Auf diese Weise kann sich das RFEM in unterschiedlichen Gebieten in einem System basierend auf dem PC-/mobilen Formfaktor oder in einem Basisstationsgehäuse umknicken und umbiegen.

[0432]  Koaxial- (Koax-) Kabel sind als Übertragungsleitungen zum Senden von RF-Signalen von der Hauptplatine eines Laptop zu dem über ein Scharnier befestigten Deckel des Laptops verwendet worden, von wo aus das Signal über das Koax zu einer Antenne oder einer phasengesteuerten Antennengruppe in dem Laptop-Deckel gesendet werden kann. Das Kabel würde von einem Sendeempfänger, der eine integrierte Hochfrequenzschaltung (RFIC) aufweist, auf der Hauptplatine, die sich normalerweise unterhalb der Tastatur befindet, über ein Loch oder ein Rohr in einem Scharnier zu dem Deckel und dann weiter zu einer Antenne oder einer Antennengruppe innerhalb des Deckels verlaufen. Diese Konfiguration hat jedoch an Signalverlust gelitten, insbesondere durch eine Verschlechterung des Kabels mit der Zeit. Dieser Signalverlust wird verschlimmert, wenn die Betriebsfrequenz ansteigt. In einigen Anwendungen können Laptops mehr als einen Frequenzbereich, beispielsweise Wi-Fi, WiGig und 5G, gleichzeitig aufweisen, was erfordert, dass mehr als ein Kabel durch das Scharnier, das eine bereits enge Umgebung ist, verläuft. Folglich ist ein Bedarf entstanden, die vorstehenden Probleme mit einem oder mehreren Kabeln durch ein Scharnier mit dem durch die Kabel verursachten Leistungsverlust, insbesondere wenn die Frequenzen des Betriebs signifikant ansteigen, zu verringern.

[0433]  In einigen Aspekten ist das Verwenden eines oder mehrerer Wellenleiter, abhängig von der Anzahl von RF-Signal-Frequenzen, als eine Übertragungsleitung ein effektiver Weg, um RF-Signale von der Hauptplatine zu dem Deckel durch das Scharnier zu leiten. In einigen Aspekten kann ein Lichtleiter verwendet werden, der im Wesentlichen jeden RF-Frequenzbereich handhaben kann. Zusätzlich kann ein Lichtleiter mehrere Frequenzbereiche gleichzeitig übertragen. Ein zusätzlicher Vorteil ist, dass der Lichtleiter mit der Zeit weniger Verschlechterung im Vergleich zu einem Kabel zeigen würde. Das Verwenden entweder eines Wellenleiters oder eines Lichtleiters als Übertragungsleitungen wird die vorstehenden Probleme reduzieren oder minimieren. In einigen Aspekten können die vorstehenden Lösungen auch verwendet werden, um RF-Signale von der Hauptplatine eines Tablets oder Telefons zu dem Gehäuse des Tablets oder des Telefons weiterzuleiten.

[0434]  In jedem der vorstehenden Fälle (Laptop, Tablet, Telefon) ist, sobald das RF-Signal von der RFIC der engen Vorrichtung geleitet ist, ein wichtiges zweites Problem, das gelöst werden muss, wie RF-Signale innerhalb des engen Deckels des Laptops oder des Gehäuses des Tablets oder Telefons weitergeleitet werden sollen. Das Problem, wie die RF-Signale auf dem oder innerhalb des engen Deckels oder Gehäuses weitergeleitet werden sollen, kann in einigen Aspekten durch Verwenden eines Wellenleiters, der in dem metallischen Gehäuse implementiert ist, adressiert werden. In einigen Aspekten kann der Wellenleiter als ein Standard-Hohlleiter oder als ein im Substrat integrierter Wellenleiter (SIW) auf einer PCB implementiert sein. Gleichzeitig kann ein Verlust der Signalleistung durch die vorstehenden Übertragungsleistungen vorhanden sein, unabhängig davon, ob sie ein Koax-Kabel, ein Wellenleiter oder ein Lichtleiter sind.

[0435]  Ein Funk-Frontend-Modul (RFEM), das Verstärkung aufweist, kann mit dem Ende des Wellenleiters oder des Lichtleiters vor der einen oder den mehreren Antennen gekoppelt sein, um diese Verluste zu adressieren. Das RF-Signal kann dann zu einem Antennenelement oder einer phasengesteuerte Antennengruppe, das/die innerhalb des Deckels sein kann, gesendet werden. In einigen Aspekten, die das Signal über einen Lichtleiterstrecke verteilen, kann das RF-Signal in ein optisches Signal umgesetzt werden, um das Senden von dem RFIC über die Lichtleiterstrecke zu ermöglichen. Die Umsetzung von optischen Signalen zurück zu RF-Signalen ermöglicht das Senden über das RFEM und auf die Antenne oder die Antennengruppe.

[0436]  Fig. 72 ist eine Explosionsansicht eines Laptop-Computers, die Wellenleiter für RF-Signale, um den Deckel des Laptop-Computers zu erreichen, gemäß einigen Aspekten darstellt. Die RF-Signal-Wellenleiter können in der Antennengruppenschaltung 330 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl die RF-Signal-Wellenleiter nicht darauf beschränkt sind. Die Explosionsansicht 7200 stellt den Laptop 7201 dar, wobei die Tastatur symbolisch bei 7203 dargestellt (jedoch nicht gezeigt) ist und der Deckel symbolisch bei 7205 dargestellt ist. Die Explosionsansicht des Deckels 7205A ist ein Schaltbild einer Wellenleiterübertragungsleitung in dem Laptop-Deckel. Ein RF-Signal verläuft von einem Medienzugangssteuerungs-(MAC-) Schicht / Basisband- (MAC-BB-) Teilsystem in einer RFIC zu der Hauptplatine des Laptops. Der Wellenleiter verläuft durch ein Loch oder eine Röhre in dem Scharnier 7207 oder ist als Teil des Scharniers 7207 hergestellt, wobei der Wellenleiter 7207A dann innerhalb des Deckels zu einem Splitter/Kombinierer 7209 verläuft, um RF-Signale für mehrere Wellenleiter 7211, 7213, 7215, 7217 für die jeweiligen Antennen oder Antennengruppen, die sich in dem Deckel außerhalb der Wellenleiterausgänge 7219, 7221, 7223, 7225 befinden, bereitzustellen. In der Praxis kann nur ein einziges Frequenzband vorhanden sein, oder es können mehrere Frequenzbänder vorhanden sein, die durch die RFIC (z. B. durch Verwenden eines oder mehrerer LO-Signale) erzeugt werden. Beispielsweise können gemäß einigen Aspekten Frequenzbänder für Wi-Fi, WiGig oder 5M mmWellen-Technologie erzeugt werden.

[0437]  Fig. 73 ist eine Darstellung eines oder mehrerer Koaxialkabel, die aus einer RFIC eines Laptop-Computers verlaufen und durch ein Loch in einem Scharnier des Laptops eintreten, auf dem Weg zu dem Deckel des Laptops, gemäß einigen Aspekten. In dieser Darstellung sind die Deckelabdeckung und die Tastaturabdeckung des Laptops entfernt. Die RFIC kann sich in einigen Aspekten auf einer Hauptplatine außerhalb der Koax-Kabel 7301 befinden. Die Koax-Kabel 7301 verlaufen von der RFIC zu dem Punkt 7301A, wo die durch ein Loch (oder ein Rohr) in dem Scharnier 7303 hindurchtreten, auf dem Weg zu dem Laptopdeckel. In der Darstellung sind gemäß einigen Aspekten zwei Kabel 7301 für den Fall, in dem zwei Frequenzbänder erzeugt werden, gezeigt. In einigen Beispielen kann das Koax-Kabel von einer RFIC für ein Wi-Fi-Frequenzband sein, die in einigen Implementierungen bis zu drei Koax-Kabel für die Antennenbetriebsart mit Mehrfach-Eingang-mehrfach-Ausgang (MIMO) aufweisen kann. Ein zweites Frequenzband in dem diskutierten Aspekt kann an WiGig-Frequenzen sein.

[0438]  Fig. 74 ist eine Darstellung eines Koaxialkabels aus einem Funkteilsystem eines Laptop-Computers, das aus einem Loch in einem Scharnier eines Laptop-Deckels austritt, auf dem Weg zu einer Antenne oder einer Antennengruppe in dem Deckel, gemäß einigen Aspekten. Die Darstellung 7400 zeigt einen Laptopdeckel, der über ein Scharnier mit dem Laptop verbunden ist. Das Koax-Kabel 7401 ist durch das Loch 7403 in dem Scharnier 7403 A auf dem Weg zu der Antenne oder der Antennengruppe in dem Deckel des Laptops verlaufen, wobei die Antennengruppe außerhalb des Punkts 7401A ist gemäß einigen Aspekten. Die Rückseite des Bildschirms ist bei 7405 dargestellt, wobei die Schraube 7405A an einem Punkt ist, an der die Rückseite 7405 an dem Gehäuse des Laptops befestigt sein kann. Die verwendeten Antennen beziehen sich auf das Frequenzband des Betriebs. In dem Fall von Wi-Fi oder Langzeitentwicklung (LTE) können die Antennen in einigen Aspekten individuelle passive Antennen sein. In dem Fall von WiGig oder 5G-Frequenzbändern können in anderen Aspekten die Koax-Kabel mit individuellen RFEM-Instanzen gekoppelt sein, die mit einer oder mehreren Antennen gekoppelt sind, wie nachstehend genauer diskutiert ist.

[0439]  Fig. 75 ist ein Schaltbild von Übertragungsleitungen für Signale von einer Hauptplatine eines Laptop-Computers zu dem Deckel des Laptops und zu einem Funk-Frontend-Modul (RFEM) gemäß einigen Aspekten. Bei 7500 ist ein Schaltbild des Laptop-Gehäuses 7502 unterhalb der Tastatur dargestellt, und der Deckel ist allgemein bei 7504 angegeben. Der Deckel 7504 ist durch die Scharniere 7505, 7507 drehbar mit dem Gehäuse 7502 verbunden. Die RFIC 7501 ist mit der Übertragungsleitung 7503 verbunden. Die Übertragungsleitung 7503 kann entweder ein Wellenleiter oder ein Lichtleiter sein.

[0440]  Die Übertragungsleitung 7503 kann durch das Scharnier 7505 verlaufen und aus dem Scharnier austreten. In Aspekten, in denen die Übertragungsleitung ein Wellenleiter ist, kann der Wellenleiter Teil des Scharniers sein. Weil der Wellenleiter verlustbehaftet sein kann, wird ein spezieller Betrag von Signaldämpfung vorhanden sein, wenn das Signal entlang dem Wellenleiter oder dem Lichtleiter 7509 verläuft. In Fällen, in denen die Übertragungsleitung 7509 ein Lichtleiter ist, wäre ein Umsetzer für ein optisches Signal in ein RF-Signal bei 7511A platziert, so dass RF-Signale für das RFEM 7511 verfügbar wären. Das RFEM 7511 kann gemäß einigen Aspekten einen Leistungsverstärker aufweisen und kann verwendet werden, um das Signal zu verstärken, um die Signaldämpfung zu berücksichtigen.

[0441]  Auf der RFIC-Seite kann, falls die Übertragungsleitung 7503 ein Lichtleiter ist, gemäß einigen Aspekten dann beim Austreten aus der RFIC 7501 ein Umsetzer für ein RF-Signal in ein optisches Signal bei 7501A integriert sein. Ein Laser kann in einigen Aspekten für diese Umsetzung eines RF-Signals in ein optisches Signal verwendet werden. Wenn sich das optische Signal dem RFEM 7511A nähert, sollte das optische Signal bei 7310 zurück in ein RF-Signal umgesetzt werden. Eine PIN-Diode oder eine Avalanche-PIN-Diode kann in einigen Aspekten bei 7511A platziert sein und für diese Umsetzung des optischen Signals in ein RF-Signal verwendet werden.

[0442]  Eine weitere Implementierung für die Umsetzung des RF-Signals in ein optisches Signal ist RF-over-Fiber, manchmal auch als Radio-over-Fiber bezeichnet. Radio-over-Fiber (RoF) oder RF-over-Fiber (RFoF) bezieht sich auf eine Technologie, in der Licht durch ein Hochfrequenzsignal moduliert und dann über eine Lichtleiterstrecke gesendet wird. Die technischen Hauptvorteile der Verwendung von Lichtleiterstrecken sind geringere Übertragungsverluste und reduzierte Empfindlichkeit gegen Rauschen und elektromagnetische Störung im Vergleich zu vollständig elektrischer Signalübertragung. In einigen Aspekten kann das optische Signal Daten an im Wesentlichen allen Frequenzen weiterleiten, die unter anderen Wi-Fi, LTE, 5G und WiGig enthalten.

[0443]  In einigen Aspekten kann die Umsetzung des optischen Signals in das RF-Signal durch eine PIN-Diode oder eine Avalanche-PIN-Diode implementiert sein, die bei 7511A von Fig. 75 oder bei 7610' und 7612 von Fig. 76 platziert sein kann, wie nachstehend diskutiert ist. Falls ein Laser für die Umsetzung des RF-Signals in das optische Signal bei 7501A von Fig. 75 verwendet würde, dann kann das umgesetzte ausgegebene RF-Signal aus der PIN-Diode oder der Avalanche-PIN-Diode bei 7511A digitale Bits sein. Deshalb kann eine sehr schnelle optische Schnittstelle digitale Bits zu einem REFM weiterleiten. Infolgedessen kann der Sendeempfänger des RFEM mit digitalen elektrischen Bits gespeist werden, und das RFEM wird arbeiten, um die digitalen Bits zum letztlichen Abstrahlen durch die Antennen als RF-Signale zu verstärken.

[0444]  Alternativ führt, falls RFoF für die Umsetzung des RF-Signals auf optisch bei 7501A verwendet wird, die Umsetzung des RF-Signals in ein optisches Signal zu einem optischen Signal, das mit einem RF-Signal moduliert ist. In diesem Fall kann dann die Umsetzung über die PIN-Diode oder die Avalanche-PIN-Diode bei 7511A von Fig. 75 (oder gegebenenfalls bei 7610' und 7612 von Fig. 76) dann auch das ursprüngliche RF-Signal aus dem RFmodulierten optischen Signal erzeugen und kann das RF-Signal zu dem RFEM 7511 zum Verarbeiten weiterleiten.

[0445]  Fig. 76 ist ein Schaltbild von Übertragungsleitungen für Signale von einer Hauptplatine eines Laptop-Computers zu dem Deckel des Laptops und zu mehreren RFEMs 7611 und 7613 gemäß einigen Aspekten. Das Schaltbild von Fig. 76 ist ähnlich zu dem von Fig. 75, außer dass zwei RFEMs verwendet sind. Ein Umsetzer für ein optisches Signal in ein RF-Signal, wie er vorstehend diskutiert ist, kann an zwei Orten, 7610' und 7612, verwendet werden, wobei die Übertragungsleitung ein Lichtleiter ist, gemäß einigen Aspekten.

[0446]  Falls die zwei RFEMs 7611 und 7613 auf demselben Frequenzband arbeiten, jedoch nur eines davon zu einer Zeit aktiv ist, was für sowohl 5G- als auch für WiGig-Implementierung relevant ist, muss nur ein Umsetzer für ein optisches Signal in ein RF-Signal vorhanden sein, der gemäß einigen Aspekten bei 7610' platziert sein kann. In diesem Fall wären die zwei Umsetzer für ein optisches Signal in ein RF-Signal (bei 7610, 7612) wegen der Tatsache, dass die zwei RFEMs 7611, 7613 an derselben Frequenz arbeiten, nicht erforderlich. Das ist eine Option, die bessere räumliche Abdeckung bereitstellen würde, weil das RFEM, das die bessere Abdeckung aus den beiden bereitstellt, aktiv wäre. Das kann gemäß einigen Aspekten dadurch erreicht werden, dass die zwei RFEMs basierend auf Rückmeldungsinformationen von einer Empfangsvorrichtung oder einem System algorithmisch gesteuert werden, um zu bestimmen, welches RFEM die bessere Abdeckung zu einer gegebenen Zeit bereitstellt.

[0447]  Andererseits, falls die zwei RFEMs 7611, 7613 an unterschiedlichen Frequenzbändern arbeiten, beispielsweise eines bei 5G und eines bei WiGig, würden die beiden RFEMs gleichzeitig arbeiten. In diesem Fall wären in einigen Aspekten zwei Umsetzer für ein optisches Signal in ein RF-Signal vorhanden, wie vorstehen diskutiert, die bei 7610' bzw. 7612 platziert wären.

[0448]  Die Fig. 77A und Fig. 77B sind Darstellungen von im Substrat integrierten Wellenleitern (SIW) gemäß einigen Aspekten. In Fig. 77A ist 7700 eine perspektivische Ansicht eines SIW mit einer komplanaren Übertragungsleitung, die mit dem SIW verbunden ist, als eine RF-Signalquelle gemäß einigen Aspekten. Der SIW selbst kann aus einer PCB wie z. B. FR4 oder einer anderen geeigneten PCB hergestellt sein. Der SIW 7700 weist eine Oberseite 7701 und eine Unterseite 7703 und zwei Reihen von Vias auf, von denen eine mit dem Vias 7705 beginnt und die andere mit dem Vias 7707 beginnt. Die Reihen von Vias sind dicht genug, um effektiv als Seiten der PCB zu funktionieren, die das RF-Signal in einer gewünschten Richtung leiten, gemäß einigen Aspekten. Der komplanare Wellenleiter 7701A weist eine Quelle für RF-Signale in einem Aspekt auf, und die Signalübertragung ist in dem diskutierten Aspekt in der Richtung des Pfeils.

[0449]  Fig. 77B ist eine Darstellung als ein SIW mit einer Mikrostreifenzuleitung des SIW gemäß einigen Aspekten. Der SIW 7702 weist eine Oberseite 7704 und eine Unterseite (nicht gezeigt) und zwei Reihen von Vias auf. Eine der Reihen von Vias beginnt mit dem Vias 7706, und eine weitere beginnt mit dem Vias 7708, wobei die Reihen von Vias dicht genug sind, um in einigen Aspekten effektiv als Seiten der PCB zu funktionieren, die das RF-Signal in einer gewünschten Richtung leiten. Bei 7708 sind Finger implementiert, und eine Mikrostreifenleitung 7704 passt in einigen Aspekten mit den Fingern zusammen und weist eine Quelle für RF-Signale auf. Die Signalübertragung ist in dem diskutierten Aspekt in der Richtung des Pfeils. Normale Fachleute würden erkennen, dass die vorstehenden zwei Figuren nur Beispiele sind und dass andere Formen von SIWs verwendet werden können.

[0450]  Systeme mit verteilter phasengesteuerter Gruppe (z. B. WiGig und zellulare 5G-Systeme) werden derzeit in Laptops, Tablets, Smartphones, Docking-Stationen und anderen Anwendungen verwendet. Aktuelle Systeme mit verteilter phasengesteuerter Gruppe, die für WiGig und 5G-Kommunikation verwendet werden, sind entweder superheterodyne (Dualumsetzungs-) oder Systeme mit gleitender IF. In diesen Systemen empfängt oder sendet ein MAC-PHY-Basisbandteilsystem ein Zwischenfrequenz- (IF-) Signal, das die Verwendung von IF-Verstärkungsstufen, RF - IF-Mischern, hoch selektiven Bandpassfiltern und anderer Schaltung erfordert, die sowohl zum Kommunizieren von IF-Signalen zwischen Schaltungen als auch zur Aufwärtsumsetzung und Abwärtsumsetzung der IF-Signale notwendig sind.

[0451]  Datensignale werden zu einem Frontend-Modul häufig mit einem Gleichstrom- (DC-) Leistungssignal kommuniziert. Einige der Datensignale können nahe dem Basisband moduliert sein, und aufgrund des Vorhandenseins der Niederfrequenzkomponenten in dem Signal werden RF-Drosselschaltungen an der Frontend-Schaltung verwendet, um ein sauberes DC-Leistungssignal zu produzieren. Die RF-Drosselschaltung kann jedoch teuer und großvolumig sein. Zusätzlich können, wenn Taktsignale zu dem Frontend-Modul kommuniziert werden, Taktsignalkomponenten aus dem Kommunikationsmedium streuen, was eine signifikante Rauschquelle in dem Kommunikationssystem sein kann.

[0452]  Fig. 78 stellt ein RF-Frontend-Modul (RFEM) eines Systems 7800 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe mit Taktrauschenverlustreduktion gemäß einigen Aspekten dar. Das System 7800 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe kann in die digitale Basisbandschaltung 310, die Sendeschaltung 315 und die Empfangsschaltung 320 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl das System 7800 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe nicht darauf beschränkt ist.

[0453]  Bezug nehmend auf Fig. 78 ist das RFEM 7802 mit einem Basisbandteilsystem (BBS) 7804 über ein einziges Koax-Kabel 7806 gekoppelt. Das RFEM 7802 kann eine phasengesteuerte Antennengruppe 7808, einen RF-Empfänger 7810, einen RF-Sender 7812, einen Generator eines lokalen Oszillators (LO-Generator) 7844, einen Taktentspreizer 7852, einen Triplexer 7848 und einen Sende (TX)/Empfangs (RX)-Schalter 7840 aufweisen. Der RF-Empfänger 7810 kann mehrere Leistungsverstärker 7816, mehrere Phasenschieber 7818, einen Kombinierer 7820, einen RF-Verstärker 7822, einen LO-Verstärker 7826 und einen Multiplizierer (oder Mischer) 7824 aufweisen. Der RF-Empfänger 7810 kann außerdem einen IF-Verstärker 7842 aufweisen. In einigen Aspekten kann der IF-Verstärker 7842 Teil des Empfängers 7810 sein, oder er kann außerhalb des Empfängers 7810 implementiert sein.

[0454]  Der RF-Sender 7812 kann einen Multiplizierer (oder Mischer) 7838, einen LO-Verstärker 7840, einen RF-Verstärker 7836, einen Splitter 7834, mehrere Phasenschieber 7832 und mehrere Verstärker 7830 aufweisen. Der RF-Sender 7812 kann außerdem einen IF-Verstärker 7846 aufweisen. In einigen Aspekten kann der IF-Verstärker 7846 Teil des Senders 7812 sein, oder er kann außerhalb des Senders 7812 implementiert sein.

[0455]  Das BBS 7804 kann konfiguriert sein, ein oder mehrere Steuersignale zur Kommunikation zu dem RFEM 7802 zu erzeugen. Beispielhafte Steuersignale enthalten Einschalt-/Ausschalt-Signale, Sende-(TX-) Betriebsartaktivierung, Empfangs- (RX-) Betriebsartaktivierung, Signal für EIN- oder AUS-Schalten, Systemwecksignal, Niederleistungsaktivierungssignal, Phasen- oder Verstärkungsanpassungssignale und so weiter. Da das Steuersignal nahe dem Basisband moduliert wird vor der Kommunikation zu dem RFEM, kann das zu einer großen Niederfrequenzkomponente in dem Signal führen. Die große Niederfrequenzkomponente wiederum führt zu einer großen RF-Drosselkomponente an dem RFEM, um ein sauberes DC-Leistungssignal (das zusammen mit dem Steuersignal kommuniziert wird) zu produzieren. Obwohl die Figuren Steuersignale darstellen, die von dem BBS zu dem RFEM kommuniziert werden, ist die Offenbarung in diesem Zusammenhang nicht eingeschränkt, und Steuersignale können von dem RFEM zu dem BBS kommuniziert werden. Beispielsweise kann das RFEM Steuersignale wie z. B. Leistungslesesignale, Temperaturlesesignale, Befehlsquittungssignale und so weiter zu dem BBS senden.

[0456]  In einigen Aspekten kann das Streuen des Referenztaktsignals aus dem Koax-Kabel 7806, das das BBS 7804 und das RFEM 7802 verbindet, durch Modulieren (z. B. unter Verwendung des Taktspreizers 7850) eines Steuersignals unter Verwendung des Taktsignals und dann Kommunizieren des modulierten Signals (von dem BBS zu dem RFEM) anstelle des Taktsignals reduziert werden. Das RFEM kann einen Taktentspreizer 7852 enthalten, der verwendet werden kann, um das Steuersignal und das Taktsignal wiederherzustellen. Durch Kommunizieren eines modulierten Signals (anstelle eines separaten Steuersignal und eines Taktsignals) können die Anforderungen der RF-Drosselkomponente verbessert werden (z. B. eine kleinere Induktivität oder Ferritperle wird in der RF-Drossel verwendet), da das resultierende modulierte Signal weiter von DC entfernt ist und nicht so viele Niederfrequenzkomponenten wie das basisbandmodulierte Steuersignal aufweist.

[0457]  In einer beispielhaften Empfangsoperation kann der Schalter 7840 Empfängerkettenverarbeitung aktivieren. Die Antennengruppe 7808 kann zum Empfangen von mehreren Signalen 7814 verwendet werden. Die empfangenen Signale 7814 können durch die Verstärker 7816 verstärkt werden, und ihre Phase kann durch die entsprechenden Phasenschieber 7818 angepasst werden. Jeder der Phasenschieber 7818 kann ein separates Phasenanpassungssignal (in Fig. 78 nicht dargestellt) in der Form eines Steuersignals empfangen (z. B. eines Steuersignals 7860, das durch den Taktentspreizer 7852 erzeugt wird, wenn er das empfangene modulierte Signal 7854 entspreizt), das von einer Steuerschaltung (z. B. von einem Modem innerhalb des BBS 7804) stammt.

[0458]  Die individuellen Phasenanpassungssignale können auf einer gewünschten Signalrichtungsabhängigkeit basieren, wenn Signale, die über die phasengesteuerte Antennengruppe 7808 empfangen werden, verarbeitet werden. Die phasenangepassten Signale an dem Ausgang der Phasenschieber 7818 können durch den Kombinierer 7820 kombiniert und dann durch den RF Verstärker 7822 verstärkt werden. Der LO-Generator 7844 kann ein LO-Signal erzeugen unter Verwendung eines Taktreferenzsignals 7858, das durch den Taktentspreizer 7852 unter Verwendung des modulierten Signals 7854, das von dem BBS 7804 über das Koax-Kabel 7806 empfangen wird, erzeugt wird. Das LO-Signal kann durch den Verstärker 7826 verstärkt und dann mit der Ausgabe des Verstärkers 7822 unter Verwendung des Multiplizierers 7824 multipliziert werden, um ein IF-Eingabesignal 7845 zu erzeugen. Das IF-Eingabesignal 7845 kann durch den Verstärker 7842 verstärkt und dann zu dem BBS 7804 über den Triplexer 7848 und das Koax-Kabel 7806 als ein Datensignal 7856 kommuniziert werden. In einigen Aspekten kann das IF-Eingabesignal 7845 um ein 10,56 GHz-Signal zentriert sein.

[0459]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann der Schalter 7840 Senderkettenverarbeitung aktivieren. Das BBS 7804 kann das Steuersignal 7860 auf das Taktreferenzsignal 7858 unter Verwendung des Taktspreizers 7850 modulieren, um das modulierte Signal 7854 zu erzeugen. Das modulierte Signal 7854 und ein IF-Datensignal 7856 können zu dem RFEM 7802 über das Koax-Kabel 7806 kommuniziert werden. Das Datensignal 7856 kann ein IF-Signal 7847 zum Senden enthalten. Das RFEM 7802 kann das IF-Signal 7847 über das Koax-Kabel 7806 und den Triplexer 7848 empfangen. Das IF-Signal 7847 kann durch den IF-Verstärker 7846 verstärkt und dann zu dem Multiplizierer 7838 kommuniziert werden. Der Multiplizierer 7838 kann ein Aufwärtsumsetzungs-LO-Signal von dem LO-Generator 7844 und dem LO-Verstärker 7840 empfangen. Das verstärkte LO-Signal wird mit dem verstärkten empfangenen IF-Signal durch den Multiplizierer 7838 multipliziert, um ein RF-Signal zu erzeugen. Das RF-Signal wird dann durch den Verstärker 7836 verstärkt und zu dem Splitter 7834 kommuniziert. Der Splitter 7834 erzeugt mehrere Kopien des verstärkten Signals und kommuniziert die Signalkopien zu den mehreren Phasenschiebern 7832. Die mehreren Phasenschieber 7832 können unterschiedliche Phasenanpassungssignale anwenden, um mehrere phasenangepasste Signale zu erzeugen, die durch die mehreren Verstärker 7830 verstärkt werden können. Die mehreren Verstärker 7830 erzeugen mehrere Signale 7828 zum Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 7808.

[0460]  In einigen Aspekten können die in den beigefügten Figuren dargestellten Triplexer auch einen Sende/Empfangs-Schalter aufweisen, der verwendet werden kann, um die Signale, die durch die Triplexer multiplext werden sollen, zu bestimmen.

[0461]  Fig. 79 stellt ein Basisbandteilsystem (BBS) eines Systems mit verteilter phasengesteuerter Gruppe mit Taktrauschenverlustreduktion gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 79 kann das BBS 7804 einen Triplexer 7902, einen IF-Empfänger 7904, einen IF-Sender 7906, ein Modem 7924, einen Kristalloszillator 7930, einen Synthesizer 7928, einen Teiler 7926 und eine Taktspreizer 7850 aufweisen. Der Synthesizer 7928 kann eine geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code aufweisen und kann ein Signal aus dem Kristalloszillator 7930 verwenden, um ein Taktsignal zu erzeugen. Das erzeugte Taktsignal kann durch den Teiler 7926 geteilt werden, um ein Ausgabe-Taktreferenzsignal 7858 zu erzeugen. Das Ausgabe-Taktreferenzsignal 7858 kann zu dem Taktspreizer 7850 zusammen mit einem Steuersignal 7860 kommuniziert werden. Das Steuersignal 7860 kann durch das Modem 7924 erzeugt werden und kann verwendet werden, um eine oder mehrere Funktionalitäten des Kommunikationssystems 7800 wie z. B. Funktionalitäten des RFEM 7802 zu steuern.

[0462]  Beispielhafte Funktionalitäten, die unter Verwendung des Steuersignals 7860 gesteuert werden können, enthalten Aktivierung der Sendebetriebsart, Aktivierung einer Empfangsbetriebsart, Einschalten, Ausschalten, Aktiveren der Niederleistungsbetriebsart, Schaltungsaufwecken, Strahländerungssignale, Phasen- und/oder Verstärkungsanpassung und so weiter. Der Taktspreizer 7850 kann eine geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code aufweisen und kann konfiguriert sein, das Steuersignal 7860 auf das Taktreferenzsignal 7858 zu modulieren, um das modulierte Signal 7854 zum Senden zu dem RFEM 7802 über das Koax-Kabel 7806 zu erzeugen. In einigen Aspekten kann das erzeugte Taktsignal um eine Frequenz von 1,32 GHz zentriert sein.

[0463]  Der IF-Empfänger 8204 kann einen IF-Verstärker 7908, Mischer 7910, Filter 7912 und Analog/Digital-Umsetzungs- (ADC-) Blöcke 7914 aufweisen. Der IF-Sender 7906 kann Digital/Analog-Umsetzungs- (DAC-) Blöcke 7922, Filter 7920, Mischer 7918 und einen IF-Verstärker 7916 aufweisen.

[0464]  In einer beispielhaften Empfangsoperation wird ein IF-Signal (z. B. 7845, das als Datensignal 7856 empfangen wird) von dem RFEM 7802 über den Triplexer 7902 empfangen und wird durch den IF-Verstärker 7908 verstärkt. Das verstärkte IF-Signal kann durch die Mischer 7910 auf Basisbandsignale abwärtsumgesetzt werden, dann durch die Tiefpassfilter 7912 gefiltert und durch die ADC-Blöcke 7914 in ein digitales Signal umgesetzt werden, bevor es durch das Modem 7924 verarbeitet wird.

[0465]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann ein digitales Signal, das durch das Modem 7924 ausgegeben wird, durch die DAC-Blöcke 7922 in analoge Signale umgesetzt werden. Die analogen Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 7920 gefiltert und dann durch die Mischer 7918 in ein IF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das IF-Signal kann durch den IF-Verstärker 7916 verstärkt und dann zu dem RFEM 7802 über den Triplexer 7848 und das einzelne Koax-Kabel 7806 als ein Datensignal 7856 zusammen mit dem modulierten Signal 7854 kommuniziert werden. In einigen Aspekten kann das BBS 7804 außerdem ein DC-Leistungssignal zusammen mit dem Datensignal 7856 und dem modulierten Signal 7854 zu dem RFEM 7802 kommunizieren.

[0466]  Fig. 80 stellt ein Frequenzdiagramm von Signalen, die zwischen einem RFEM und einem BBS kommuniziert werden, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 80 stellt das Frequenzdiagramm 8000 verschiedene Signale dar, die zwischen dem RFEM 7802 und dem BBS 7804 über das einzelne Koax-Kabel 7806 kommuniziert werden können. Beispielsweise kann das BBS 7804 ein DC-Leistungssignal 8002, ein Steuersignal 8004 und das Taktsignal 8006 kommunizieren. Zusätzlich können Datensignale 8010 zwischen dem BBS 7804 und dem RFEM 7802 kommuniziert werden.

[0467]  Beispielsweise kann ein IF-Datensignal 7845 von dem RFEM 7802 zu dem BBS 7804 kommuniziert werden, und ein IF-Datensignal 7847 kann von dem BBS 7804 zu dem RFEM 7802 kommuniziert werden. Das Taktsignal 8006 kann das gleiche sein wie das LO-Erzeugungs-Taktreferenzsignal 7858, das durch das RFEM 7802 von dem BBS 7804 empfangen wird. In einigen Aspekten kann das Taktsignal 8006 um ein 1,32 GHz-Signal zentriert sein. In einigen Aspekten kann das Steuersignal 8004 von dem BBS 7804 zu dem RFEM 7802 kommuniziert werden und kann Phasenanpassungswerte zum Gebrauch durch die Phasenschieber 7818 und die Phasenschieber 7832 angeben. Das Steuersignal 8004 kann für das RFEM 7802 andere Steuerfunktionen angeben, wie z. B. Einschalten, Ausschalten, Erhöhen oder Herabsetzen der Sendeleistung, Verstärkungsanpassung und andere Funktionalitäten, wie sie hier vorstehend genannt sind.

[0468]  Wie in Fig. 80 zu sehen ist, kann das Signalspektrum von Signalen, die zwischen dem RFEM 7802 und dem BBS 7804 kommuniziert werden, einige unerwünschte Signale enthalten, wie z. B. sowohl die Taktoberwellen 8008 als auch die Oberwellen des Steuersignals 8004. Da das Steuersignal 8004 vor der Kommunikation zu dem RFEM nahe dem Basisband moduliert wird, kann das zu einer großen Niederfrequenzkomponente in dem Signal führen. Die große Niederfrequenzkomponente wiederum führt zu einer großen RF-Drosselkomponente an dem RFEM, um ein sauberes DC-Leistungssignal 8002 (das zusammen mit dem Steuersignal kommuniziert wird) zu produzieren. Zusätzlich kann das Referenztaktsignal 8006 (und außerdem die zugeordneten Oberwellen 8008) aus der Koax-Kabelverbindung 7806 streuen und kann eine Rauschquelle in der Plattform sein. In einigen Aspekten können eine Taktspreizerschaltung 7850 und eine Taktentspreizerschaltung 7852 in dem BBS 7804 bzw. dem RFEM 7802 verwendet werden, um die vorstehend genannten Nachteile, die der Kommunikation separater Steuer- und Taktsignale auf dem Koax-Kabel 7806 zugeordnet sind, zu adressieren.

[0469]  Fig. 81 stellt Taktspreizer- und -entspreizerschaltungen, die in Verbindung mit der Taktrauschenverlustreduktion verwendet werden kann, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 81 ist eine weitere Ansicht des Kommunikationssystems 7800, das das BBS 7804 und das RFEM 7802 aufweist, dargestellt. Insbesondere stellt Fig. 81 eine genauere Ansicht des Taktspreizers 7850 und des Taktentspreizers 7852 dar.

[0470]  Wie in Fig. 81 zu sehen ist, kann das BBS 7804 einen Sendeempfänger 8120 und einen Taktspreizer 7850 aufweisen. Der Sendeempfänger 8120 kann alle in Fig. 79 dargestellten Blöcke außer dem Taktspreizer 7850 aufweisen. Ähnlich kann das RFEM 7802 den Taktentspreizer 7852, den LO-Generator 7844, einen Verteiler 8132 und den Empfänger 8130 aufweisen. Der Sendeempfänger 8130 kann beispielsweise dem Empfänger 7810, den Sendeempfänger 7812, die Verstärker 7842 und 7846 und den Triplexer 7848 aufweisen, die in Fig. 78 dargestellt sind.

[0471]  Der Taktspreizer 7850 kann eine Impulsformerschaltung 8106 und eine Modulatorschaltung 8102 aufweisen. Die Impulsformerschaltung 8106 kann konfiguriert sein, das Steuersignal 7860 zu empfangen und ein bandbegrenztes Steuersignal 7861 zu erzeugen. In einigen Aspekten kann der Impulsformer 8106 eine oder mehrere der Oberwellen, die dem Steuersignal 7860 zugeordnet sind, dämpfen, um das bandbegrenzte Steuersignal 7861 zu erzeugen. Der Modulator 8102 kann einen Multiplizierer 8104 aufweisen, der verwendet werden kann, um sowohl das bandbegrenzte Steuersignal 7861 als auch das Taktreferenzsignal 7858 zu empfangen und sie zu multiplizieren, um das modulierte Signal 7854 zu erzeugen.

[0472]  In einigen Aspekten kann der Modulator 8102 einer aus einem Zweiphasenumtastungs- (BPSK-) Modulator, einem Modulator mit differenzieller Phasenumtastung (DPSK), einem Quadraturphasenumtastungs-(QPSK-) Modulator, einem Modulator mit Gaußscher Frequenzumtastung (GFSK) oder einem anderen Typ eines Modulators sein. In einigen Aspekten kann der Modulator 8102 konfiguriert sein, das Taktreferenzsignal 7858 unter Verwendung einer Pseudozufallsfolge zu spreizen, um das modulierte Signal 7854 zu erzeugen.

[0473]  Das modulierte Signal 7854 kann (z. B. zusammen mit einem DC-Leistungssignal und einem IF-Datensignal) zu dem RFEM 7802 über die Koax-Kabelverbindung 7806 kommuniziert werden. Der Taktentspreizer 7852 innerhalb des RFEM 7802 kann eine Taktwiederherstellungsschaltung 8134 und einen Demodulierer 8136 aufweisen. Das modulierte Signal 7854 kann sowohl zu der Taktwiederherstellungsschaltung 8134 als auch zu dem Demodulierer 8136 kommuniziert werden. Die Taktwiederherstellungsschaltung 8134 kann einen Multiplizierer 8138 und einen Teiler 8140 enthalten. Die Taktwiederherstellungsschaltung 8134 kann das modulierte Signal 7854 verwenden, um das Taktreferenzsignal 7858 wiederherzustellen. Das wiederhergestellte Taktreferenzsignal kann sowohl zu dem Verteiler 8132 als auch zu dem Demodulierer 8136 kommuniziert werden. Der Demodulierer 8136 kann das modulierte Signal 7854 empfangen und das Taktreferenzsignal 7858 verwenden, um das Steuersignal 7860 zu demodulieren und wiederherzustellen. Das Steuersignal 7860 kann zu dem Verteiler 8132 kommuniziert werden. Der Verteiler 8132 kann konfiguriert sein, sowohl das Steuersignal 7860 und das Referenztaktsignal 7858 zu dem Sendeempfänger 8130 zu kommunizieren als auch das Taktsignal 7858 zu dem LO-Generator 7844 zum Erzeugen von Aufwärtsumsetzungs- oder Abwärtsumsetzungs-LO-Referenzsignalen zu kommunizieren.

[0474]  Fig. 82 stellt ein Frequenzdiagramm von Signalen, die zwischen einem RFEM und einem BBS unter Verwendung von Taktrauschenverlustreduktion kommuniziert werden, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 82 sind die Frequenzdiagramme 8202 und 8210 dargestellt, die kommunizierte Signale darstellen, wenn die Taktrauschenverlustreduktion deaktiviert oder aktiviert ist. Insbesondere stellt das Diagramm 8202 (das dem Signaldiagramm 8000 von Fig. 80 ähnlich ist) Signale dar, die innerhalb des Kommunikationssystems 7800 kommuniziert werden können, wenn die Taktrauschenverlustreduktion nicht aktiv ist. Wie in dem Diagramm 8202 zu sehen ist, können sowohl ein DC-Leistungssignal 8203, ein Steuersignal 8204, ein Taktsignal 8206 als auch Oberwellen 8208 des Steuersignals 8204 von dem BBS zu dem RFEM kommuniziert werden, wenn die Taktrauschenverlustreduktion nicht aktiviert ist (z. B. der Taktspreizer 7850 und der Taktentspreizer 7852 nicht verwendet werden).

[0475]  In einem Beispiel, in dem die Taktrauschenverlustreduktion aktiviert ist und der Taktspreizer 7850 und der Taktentspreizer 7852 verwendet werden, sind die kommunizierten Signale im Diagramm 8210 dargestellt. Insbesondere ist das Steuersignal 8204 auf das Taktsignal 8206 moduliert, um das modulierte Signal 8212 zu erzeugen, das von dem BBS zu dem RFEM anstelle separater Signale 8204 und 8206 (mit den Oberwellen 8214) kommuniziert wird. Wie in dem Diagramm 8210 zu sehen ist, ist das modulierte Signal 8212 weiter entfernt von dem DC-Signal 8203, was verwendet werden kann, um die RF-Drosselanforderungen in dem RFEM zu verbessern (z. B. kann die RF-Drossel kleinere Induktivitäten oder Ferritperlen aufweisen). Ein zusätzlicher Nutzen wird ebenfalls erreicht, da ein moduliertes Signal 8212 anstelle eines einzelnen Sinuswellentaktsignals 8206 kommuniziert wird, was den Rauschverlust entlang dem Koax-Kabel 7806 reduziert.

[0476]  Systeme mit verteilter phasengesteuerter Gruppe (z. B. WiGig und zellulare 5G-Systeme) werden derzeit in Laptops, Tablets, Smartphones, Docking-Stationen und anderen Anwendungen verwendet. Aktuelle Systeme mit verteilter phasengesteuerter Gruppe, die für WiGig und 5G-Kommunikation verwendet werden, sind entweder superheterodyne (Dualumsetzungs-) oder Systeme mit gleitender IF. In diesen Systemen empfängt oder sendet das MAC-PHY-Basisbandteilsystem ein Zwischenfrequenz- (IF-) Signal, das die Verwendung von IF-Verstärkungsstufen, RF - IF-Mischern, hoch selektiven Bandpassfiltern und anderer Schaltung erfordert, die sowohl zum Kommunizieren von IF-Signalen zwischen Schaltungen als auch zur Aufwärtsumsetzung und Abwärtsumsetzung der IF-Signale notwendig sind.

[0477]  Die zusätzliche Schaltung zur IF-Signalverarbeitung führt zu einem größeren Frontend-Modul, höheren Kosten für das System mit verteilter phasengesteuerter Gruppe und geringerer Systemleistung. Zusätzlich kann einige mmWellen- und IF-Frequenzverarbeitung, die in dem Basisbandteilsystem ausgeführt wird, für einige Systemanbieter nicht erwünscht sein. Darüber hinaus kann das Zusammenwirken zwischen den IF-Schaltungen (insbesondere der Frequenzquelle) und den Hochleistungsverstärkern mehrere Arten von Störungen verursachen, die die Systemleistung verschlechtern.

[0478]  Fig. 83 stellt ein beispielhaftes RF-Frontend-Modul (RFEM) eines Systems mit verteilter phasengesteuerter Gruppe mit IF-Verarbeitung gemäß einigen Aspekten dar. Das System mit verteilter phasengesteuerter Gruppe kann in die digitale Basisbandschaltung 310, die Sendeschaltung 315 und die Empfangsschaltung 320 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl das System mit verteilter phasengesteuerter Gruppe nicht darauf beschränkt ist.

[0479]  Bezug nehmend auf Fig. 83 ist das RFEM 8302 mit einem Basisbandteilsystem (BBS) 8304 über ein einziges Koax-Kabel 8306 gekoppelt. Das RFEM 8302 kann eine phasengesteuerte Antennengruppe 8308, einen RF-Empfänger 8310, einen RF-Sender 8312, einen Generator eines lokalen Oszillators (LO-Generator) 8344, einen Triplexer 8348 und einen Sende (TX)/Empfangs (RX)-Schalter 8340 aufweisen. Der RF-Empfänger 8310 kann mehrere Leistungsverstärker 8316, mehrere Phasenschieber 8318, einen Kombinierer 8320, einen RF-Verstärker 8322, einen LO-Verstärker 8326 und einen Mischer 8324 aufweisen. Der RF-Empfänger 8310 kann außerdem einen IF-Verstärker 8342 aufweisen.

[0480]  Der RF-Sender 8312 kann einen Mischer 8338, einen LO-Verstärker 8340, einen RF-Verstärker 8336, einen Splitter 8334, mehrere Phasenschieber 8332 und mehrere Verstärker 8330 aufweisen. Der RF-Sender 8312 kann außerdem einen IF-Verstärker 8346 aufweisen.

[0481]  In einer beispielhaften Empfangsoperation kann der Schalter 8340 Empfängerkettenverarbeitung aktivieren. Die Antennengruppe 8308 kann zum Empfangen von mehreren Signalen 8314 verwendet werden. Die empfangenen Signale 8314 können durch die Verstärker 8316 verstärkt werden, und ihre Phase kann durch entsprechende Phasenschieber 8318 angepasst werden. Jeder der Phasenschieber 8318 kann ein separates Phasenanpassungssignal (in Fig. 83 nicht dargestellt) von einer Steuerschaltung (z. B. von einem Modem innerhalb des BBS 8304) empfangen, wobei die einzelnen Phasenanpassungssignale auf einer gewünschten Signalrichtungsabhängigkeit basieren können, wenn die über die phasengesteuerte Antennengruppe 8308 empfangenen Signale verarbeitet werden. Die phasenangepassten Signale an dem Ausgang der Phasenschieber 8318 können durch den Kombinierer 8320 kombiniert und dann durch den RF Verstärker 8322 verstärkt werden. Der LO-Generator 8344 kann ein LO-Signal unter Verwendung eines Taktfrequenzsignals 8343, das von dem BBS 8304 über das Koax-Kabel 8306 empfangen wird, erzeugen. Das LO-Signal kann durch den Verstärker 8326 verstärkt werden und dann mit der Ausgabe des Verstärkers 8322 unter Verwendung des Mischers 8324 multipliziert werden, um ein IF-Eingabesignal 8345 zu erzeugen. Das IF-Eingabesignal 8345 kann durch den Verstärker 8342 verstärkt werden und dann zu dem BBS 8304 über den Triplexer 8348 und das Koax-Kabel 8306 kommuniziert werden. In einigen Aspekten kann das IF-Eingabesignal 8345 um ein 10,56 GHz-Signal zentriert sein.

[0482]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann der Schalter 8340 Senderkettenverarbeitung aktivieren. Das RFEM 8302 kann ein IF-Signal 8347 von dem BBS 8304 über das Koax-Kabel 8306 und den Triplexer 8348 empfangen. Das IF-Signal 8347 kann durch den IF-Verstärker 8346 verstärkt und dann zu dem Mischer 8338 kommuniziert werden. Der Mischer 8338 kann ein Aufwärtsumsetzungs-LO-Signal von dem LO-Generator 8344 und dem LO-Verstärker 8340 empfangen. Das verstärkte LO-Signal wird mit dem verstärkten empfangenen IF-Signal durch den Mischer 8338 multipliziert, um ein RF-Signal zu erzeugen. Das RF-Signal wird dann durch den Verstärker 8336 verstärkt und zu dem Splitter 8334 kommuniziert. Der Splitter 8334 erzeugt mehrere Kopien des verstärkten Signals und kommuniziert Signalkopien zu den mehreren Phasenschiebern 8332. Die mehreren Phasenschieber 8332 können unterschiedliche Phasenanpassungssignale anwenden, um mehrere phasenangepasste Signale zu erzeugen, die durch die mehreren Verstärker 8330 verstärkt werden können. Die mehreren Verstärker 8330 erzeugen mehrere Signale 8328 zum Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 8308.

[0483]  Fig. 84 stellt ein Basisbandteilsystem (BBS) des Systems mit verteilter phasengesteuerter Gruppe von Fig. 83 gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 84 kann das BBS 8304 einen Triplexer 8402, einen IF-Empfänger 8404, einen IF-Sender 8406, ein Modem 8424, einen Kristalloszillator 8430, einen Synthesizer 8428 und einen Teiler 8426 aufweisen. Der Synthesizer 8428 kann eine geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code aufweisen und kann ein Signal aus dem Kristalloszillator 8430 verwenden, um ein Taktsignal zu erzeugen. Das erzeugte Taktsignal kann durch den Teiler 8426 geteilt werden, um ein Ausgangs-Taktreferenzsignal 8432 zur Kommunikation zu dem RFEM 8302 zu erzeugen. In einigen Aspekten kann das erzeugte Taktreferenzsignal 8432 um eine Frequenz von 1,32 GHz zentriert sein.

[0484]  Der IF-Empfänger 8404 kann einen IF-Verstärker 8408, Mischer 8410, Filter (z. B. Tiefpassfilter) 8412 und Analog/Digital-Umsetzungs- (ADC-) Blöcke 8414 aufweisen. Der IF-Sender 8406 kann Digital/Analog-Umsetzungs-(DAC-) Blöcke 8422, Filter 8420, Mischer 8418 und einen IF-Verstärker 8416 aufweisen.

[0485]  In einer beispielhaften Empfangsoperation wird ein IF-Signal (z. B. 8345) von dem RFEM 8302 über den Triplexer 8402 empfangen und wird durch den IF-Verstärker 8408 verstärkt. Das verstärkte IF-Signal kann durch die Mischer 8410 auf Basisbandsignale abwärtsumgesetzt werden, dann durch die Tiefpassfilter 8412 gefiltert und durch die ADC-Blöcke 8414 in ein digitales Signal umgesetzt werden, bevor es durch das Modem 8424 verarbeitet wird.

[0486]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann ein digitales Signal, das durch das Modem 8424 ausgegeben wird, durch die DAC-Blöcke 8422 in analoge Signale umgesetzt werden. Die analogen Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 8420 gefiltert und dann durch die Mischer 8418 in ein IF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das IF-Signal kann durch den IF-Verstärker 8416 verstärkt und dann über den Triplexer 8402 und das einzelne Koax-Kabel 8306 zu dem RFEM 8302 kommuniziert werden.

[0487]  Fig. 85 stellt ein Mehrband-System mit verteilter phasengesteuerter Gruppe mit IF-Verarbeitung innerhalb der RFEMs gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 85 sind die RFEMs 8502, ..., 8504 mit einem Basisbandteilsystem (BBS) 8506 über entsprechende Verbindungen (z. B. jeweils die Koax-Kabel 8552, ..., 8554) gekoppelt. In einigen Aspekten kann jedes der RFEMs 8502, ..., 8504 zum Empfangen und Senden drahtloser Signale in einem spezifischen Band (z. B. einem 28 GHz-Band, einem 39 GHz-Band, einem 60 GHz-ISM-Band wie z. B. WiGig oder einem 5G-Kommunikationsband) konfiguriert sein. Obwohl die Beschreibung der Funktionalitäten des RFEMs 8502 nachstehend bereitgestellt ist, können die zusätzlichen RFEMs (z. B. das RFEM 8504) auf ähnliche Weise konfiguriert sein.

[0488]  Das RFEM 8502 kann eine phasengesteuerte Antennengruppe 8508, einen RF-Empfänger 8510, einen RF-Sender 8512, einen Generator eines lokalen Oszillators (LO-Generator) 8542, einen Triplexer 8550 und einen Sende (TX)/Empfangs (RX)-Schalter 8548 aufweisen. Der RF-Empfänger 8510 kann mehrere Leistungsverstärker 8516, mehrere Phasenschieber 8518, einen Kombinierer 8520, einen RF-Verstärker 8522, einen LO-Verstärker 8526 und einen Mischer 8524 aufweisen. Der RF-Empfänger 8510 kann außerdem einen IF-Verstärker 8544 aufweisen.

[0489]  Der RF-Sender 8512 kann einen Mischer 8538, einen LO-Verstärker 8540, einen RF-Verstärker 8536, einen Splitter 8534, mehrere Phasenschieber 8532 und mehrere Verstärker 8530 aufweisen. Der RF-Sender 8312 kann außerdem einen IF-Verstärker 8546 aufweisen.

[0490]  In einer beispielhaften Empfangsoperation kann der Schalter 8548 Empfängerkettenverarbeitung aktivieren. Die Antennengruppe 8508 kann zum Empfangen von mehreren Signalen 8514 verwendet werden. Die empfangenen Signale 8514 können durch die Verstärker 8516 verstärkt werden, und ihre Phase kann durch die entsprechenden Phasenschieber 8518 angepasst werden. Jeder der Phasenschieber 8518 kann ein separates Phasenanpassungssignal (in Fig. 85 nicht dargestellt) von einer Steuerschaltung (z. B. von einem Modem innerhalb des BBS 8506) empfangen, wobei die einzelnen Phasenanpassungssignale auf einer gewünschten Signalrichtungsabhängigkeit basieren können, wenn die über die phasengesteuerte Antennengruppe 8508 empfangenen Signale verarbeitet werden. Die phasenangepassten Signale an dem Ausgang der Phasenschieber 8518 können durch den Kombinierer 8520 kombiniert und dann durch den RF Verstärker 8522 verstärkt werden. Der LO-Generator 8542 kann ein LO-Signal unter Verwendung eines Taktfrequenzsignals, das von dem BBS 8506 über das Koax-Kabel 8552 empfangen wird, erzeugen. Das LO-Signal kann durch den Verstärker 8526 verstärkt werden und dann mit der Ausgabe des Verstärkers 8522 unter Verwendung des Mischers 8524 multipliziert werden, um ein IF-Eingabesignal zu erzeugen. Das IF-Eingabesignal kann durch den Verstärker 8544 verstärkt und dann zu dem BBS 8506 über den Triplexer 8550 und das Koax-Kabel 8552 kommuniziert werden. In einigen Aspekten kann das IF-Eingabesignal ein 10,56 GHz-Signal sein.

[0491]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann der Schalter 8548 Senderkettenverarbeitung aktivieren. Das RFEM 8502 kann ein IF-Signal von dem BBS 8506 über das Koax-Kabel 8552 und den Triplexer 8550 empfangen. Das IF-Signal kann durch den IF-Verstärker 8546 verstärkt und dann zu dem Mischer 8538 kommuniziert werden. Der Mischer 8538 kann ein Aufwärtsumsetzungs-LO-Signal von dem LO-Generator 8542 und dem LO-Verstärker 8540 empfangen. Das verstärkte LO-Signal wird mit dem verstärkten empfangenen IF-Signal durch den Mischer 8538 multipliziert, um ein RF-Signal zu erzeugen. Das RF-Signal wird dann durch den Verstärker 8536 verstärkt und zu dem Splitter 8534 kommuniziert. Der Splitter 8534 erzeugt mehrere Kopien des verstärkten Signals und kommuniziert Signalkopien zu den mehreren Phasenschiebern 8532. Die mehreren Phasenschieber 8532 können unterschiedliche Phasenanpassungssignale anwenden, um mehrere phasenangepasste Signale zu erzeugen, die durch die mehreren Verstärker 8530 verstärkt werden können. Die mehreren Verstärker 8530 erzeugen mehrere Signale 8528 zum Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 8508.

[0492]  Fig. 86 stellt ein verteiltes System mit verteilter phasengesteuerter Gruppe mit einem RFEM, das mit einem BBS über ein einzelnes Koax-Kabel zum Kommunizieren von RF-Signalen gekoppelt ist, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 86 kann das Kommunikationssystem 8600 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe das RFEM 8602 gekoppelt mit einem Basisbandteilsystem (BBS) 8604 über ein einziges Koax-Kabel 8606 aufweisen. Das RFEM 8602 kann eine phasengesteuerte Antennengruppe 8608, einen RF-Empfänger 8610, einen RF-Sender 8612, einen Duplexer 8636 und einen Sende (TX)/Empfangs (RX)-Schalter 8634 aufweisen. Der RF-Empfänger 8610 kann mehrere Leistungsverstärker 8616, mehrere Phasenschieber 8618, einen Kombinierer 8620 und einen RF-Verstärker 8622 aufweisen. Der RF-Sender 8612 kann einen RF-Verstärker 8632, einen Splitter 8630, mehrere Phasenschieber 8628 und mehrere Verstärker 8626 aufweisen.

[0493]  In einer beispielhaften Empfangsoperation kann der Schalter 8634 Empfängerkettenverarbeitung aktivieren. Die Antennengruppe 8608 kann zum Empfangen von mehreren Signalen 8614 verwendet werden. Die empfangenen Signale 8614 können durch die Verstärker 8616 verstärkt werden, und ihre Phase kann durch die entsprechenden Phasenschieber 8618 angepasst werden. Jeder der Phasenschieber 8618 kann ein separates Phasenanpassungssignal (in Fig. 86 nicht dargestellt) von einer Steuerschaltung (z. B. von einem Modem innerhalb des BBS 8604) empfangen, wobei die einzelnen Phasenanpassungssignale auf einer gewünschten Signalrichtungsabhängigkeit basieren können, wenn die über die phasengesteuerte Antennengruppe 8608 empfangenen Signale verarbeitet werden. Die phasenangepassten Signale an dem Ausgang der Phasenschieber 8618 können durch den Kombinierer 8620 kombiniert und dann durch den RF Verstärker 8622 verstärkt werden, um ein RF-Eingabesignal 8623 zu erzeugen. Das RF-Eingabesignal 8623 kann zu dem BBS 8604 über den Duplexer 8636 und das Koax-Kabel 8606 kommuniziert werden. In einigen Aspekten kann das RF-Eingabesignal 8623 ein 60 GHz-Signal oder ein anderes Signal in einem Millimeterwellenband, einschließlich eines 5G-Kommunikationsbands, sein. In einigen Aspekten kann das RFEM 8602 einen adaptiven Anpassungsblock 8638 zur Impedanzanpassung vor der Kommunikation von Signalen über das Koax-Kabel 806 aufweisen, wie hier nachstehend erläutert ist.

[0494]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann der Schalter 8634 Senderkettenverarbeitung aktivieren. Das RFEM 8602 kann ein RF-Ausgabesignal 8631 von dem BBS 8604 über das Koax-Kabel 8606 und den Duplexer 8636 empfangen. Das RF-Signal 8631 kann durch den RF-Verstärker 8632 verstärkt und dann zu dem Splitter 8630 kommuniziert werden. Der Splitter 8630 kann mehrere Kopien des verstärkten RF-Signals erzeugen und die Signalkopien zu den mehreren Phasenschiebern 8628 kommunizieren. Die mehreren Phasenschieber 8628 können unterschiedliche Phasenanpassungssignale anwenden, um mehrere phasenangepasste Signale zu erzeugen, die durch die mehreren Verstärker 8626 verstärkt werden können. Die mehreren Verstärker 8626 erzeugen mehrere Signale 8624 zum Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 8608.

[0495]  Fig. 87 stellt ein genaueres Diagramm des BBS von Fig. 86 gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 87 kann das BBS 8604 einen Duplexer 8702, einen RF-Empfänger 8704, einen RF-Sender 8706, ein Modem 8724, einen Kristalloszillator 8730, einen Synthesizer 8728 und einen Teiler 8726 aufweisen. Der Synthesizer 8728 kann eine geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code aufweisen und kann ein Signal aus dem Kristalloszillator 8730 verwenden, um ein Taktsignal wie z. B. das Signal 8732 zu erzeugen. Das erzeugte Taktsignal 8732 kann durch den RF-Empfänger 8704 verwendet werden, um ein empfangenes Signal unter Verwendung der Mischer 8710 abwärtsumzusetzen. Das erzeugte Taktsignal 8732 kann außerdem durch den RF-Sender 8706 verwendet werden, um ein Signal unter Verwendung der Mischer 8718 aufwärtsumzusetzen.

[0496]  Das Taktsignal 8732 kann außerdem durch den Teiler 8726 geteilt werden, um ein zweites Taktsignal 8734 zu erzeugen. Das erzeugte zweite Taktsignal 8734 kann durch den RF-Empfänger 8704 verwendet werden, um ein empfangenes Signal unter Verwendung der Mischer 8710 abwärtsumzusetzen. Das erzeugte zweite Taktsignal 8734 kann außerdem durch den RF-Sender 8706 verwendet werden, um ein Signal unter Verwendung der Mischer 8718 aufwärtsumzusetzen. Wie in Fig. 87 zu sehen ist, können, falls es in einigen Aspekten notwendig ist, zwei separate Taktsignale 8734 und 8732 durch den Synthesizer 8728 und den Teiler 8726 für den Zweck der Ausführung mehrerer Abwärtsumsetzungs- oder Aufwärtsumsetzungs-Schemas erzeugt werden.

[0497]  Eines der oder beide der zwei Taktsignale 8734 und 8732 können zur Abwärtsumsetzung der RF-Signale in das Basisband unter Verwendung einer oder mehrerer Zwischen-IF-Stufen oder in einigen Fällen Umsetzung von RF auf das Basisband ohne eine Zwischen-IF-Stufenumsetzung verwendet werden. Ähnlich können eines der oder beide der Taktsignale 8734 und 8732 zur Aufwärtsumsetzung eines Basisbandsignals in ein RF-Signal unter Verwendung einer oder mehrerer Zwischen-IF-Stufen oder in einigen Fällen Umsetzung von dem Basisband auf RF ohne eine Zwischen-IF-Stufenumsetzung verwendet werden.

[0498]  Der RF-Empfänger 8704 kann einen RF-Verstärker 8708, Mischer 8710, Filter 8712 und Analog/Digital-Umsetzungs- (ADC-) Blöcke 8714 aufweisen. Der RF-Sender 8706 kann Digital/Analog-Umsetzungs-(DAC-) Blöcke 8722, Filter 8720, Mischer 8718 und einen RF-Verstärker 8716 aufweisen.

[0499]  In einer beispielhaften Empfangsoperation wird ein RF-Signal (z. B. 8623) von dem RFEM 8602 über das einzelne Koax 8606 und den Duplexer 8702 empfangen und wird durch den RF-Verstärker 8708 verstärkt. Das verstärkte RF-Signal kann durch die Mischer 8710 auf Basisbandsignale abwärtsumgesetzt werden, dann durch die Tiefpassfilter 8712 gefiltert und durch die ADC-Blöcke 8714 in ein digitales Signal umgesetzt werden, bevor es durch das Modem 8724 verarbeitet wird.

[0500]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann ein digitales Signal, das durch das Modem 8724 ausgegeben wird, durch die DAC-Blöcke 8722 in analoge Signale umgesetzt werden. Die analogen Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 8720 gefiltert und dann durch die Mischer 8718 in ein RF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das RF-Signal kann durch den RF-Verstärker 8716 verstärkt und dann über den Duplexer 8702 und das einzelne Koax-Kabel 8606 zu dem RFEM 8602 (beispielsweise als das Signal 8631) kommuniziert werden.

[0501]  In einigen Aspekten kann das Koax-Kabel 8606 zur Kommunikation von DC-Leistungssignalen (z. B. von dem BBS 8604 zu dem RFEM 8602), Steuersignalen und RF-Datensignalen, die durch die Antennenelemente 8608 der phasengesteuerten Gruppe empfangen oder gesendet werden, verwendet werden. Die Steuersignale können Phasenanpassungssignale, Einschaltsignale, Ausschaltsignale und andere Steuersignale enthalten, die von dem BBS 8604 zu dem RFEM 8602 kommuniziert werden. In einigen Aspekten können Steuersignale Phasenanpassungsanforderungssignale oder andere Datenanforderungssignale enthalten, die von dem RFEM 8602 zu dem BBS 8604 kommuniziert werden. In diesem Zusammenhang kann ein Direktumsetzungsschema in Verbindung mit einem System mit verteilter phasengesteuerter Gruppe verwendet werden, wobei das RFEM und das BBS über ein einzelnes Koax-Kabel gekoppelt sind.

[0502]  In einigen Aspekten kann das Steuersignal zum Steuern des RFEM-Betriebs (z. B. Steuern der Ausgangsleistungspegel, AGC, EIN/AUS usw.) verwendet werden. Zusätzlich kann die Steuerverbindungsstrecke zwischen dem RFEM und dem BBS bidirektional sein und kann für BBS-zu-RFEM-Befehle und für RFEM-zu-BBS-Telemetrieübertragung (z. B. PA-Leistungsdektetorlesen, ACK nach Empfang eines Steuerbefehls, Temperaturdetektorlesen usw.) verwendet werden.

[0503]  In einigen Aspekten können unterschiedliche Typen von Koax-Kabeln (z. B. 8606) in Verbindung mit einem Kommunikationssystem mit verteilter phasengesteuerter Gruppe, das RF über das Koax kommuniziert, verwendet werden. Beispielsweise kann ein Koaxialkabel von hoher Qualität, ein halbstarres Kabel oder ein flexibles halbstarres Kabel als das Kabel 8606 verwendet werden, was Hochfrequenzkommunikation von RF-Signalen mit einem zumutbaren Verlust ermöglicht.

[0504]  In einem weiteren Beispiel kann ein kostengünstigeres Koax-Kabel als das Koax 8606 verwendet werden, was zu Problemen mit der Anpassung (S11) und hohem Verlust (S21) mit Hochfrequenz-, RF-, Kommunikation führen kann. Diese Nachteile können über Systemkonstruktionsänderungen verbessert werden, wie z. B. Verbesserungen der adaptiven Kabelanpassung, robuste RX- und TX-Einregelungen und dem Auslöschen von RX- und TX-Nichtlinearitätsverzerrung.

[0505]  RF-Signalkommunikation über ein Kabel kann mit hohen Verlusten und Anpassungsproblemen einhergehen. Aufgrund der hohen Frequenz, die der RF-Kabelkommunikation zugeordnet ist, kann die Variation der Kabelanpassung hoch und unerwartet sein, was den Leistungsverlust zwischen dem Kabel und der Last beeinflusst. In einem Beispiel und um diese Nachteile zu überwinden kann eine Schaltung zur adaptiven Impedanzanpassung (z. B. 8638 und 8736) in dem RFEM 8602 und dem BBS 8604 verwendet werden, wie in den Fig. 86-87 zu sehen ist.

[0506]  In einigen Aspekten kann höherer Signalverlust, der dem Koax-Kabel zugeordnet ist, durch Hinzufügen zusätzlicher Gewinnverstärkungs/Anpassungsstufen (in den Figuren nicht dargestellt) (z. B. vor dem Kabel 8606 und der adaptiven Anpassung 8638 innerhalb des RFEM 8602) adressiert werden, was sicherstellen kann, dass ein potentieller hoher Signalverlust des Koax-Kabels das SNR des kommunizierten RF-Signals nicht verschlechtern würde.

[0507]  In einigen Aspekten können zusätzliche Verstärkungsstufen in der RX- und TX-Einregelung zu Nichtlinearitätsverzerrung führen. Diese Signalverzerrungen können jedoch über digitale Mechanismen kompensiert werden, wie z. B. eine Vor-Verzerrungsanpassungsschaltung in dem TX-Pfad oder eine Nach-Verzerrungsanpassungsschaltung in dem RX-Pfad (in den Figuren nicht dargestellt).

[0508]  Fig. 88 stellt ein beispielhaftes System mit verteilter phasengesteuerter Gruppe, das mehrere Kommunikationsbänder unter Verwendung mehrerer RFEMs, die mit einem einzelnen BBS gekoppelt sind, unterstützt, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 88 kann das Kommunikationssystem 8800 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe verwendet werden um ein Mehrbandsystem zu implementieren. Insbesondere können mehrere RFEMs (8802, ..., 8840) mit einem einzelnen BBS (8604) verwendet werden, wobei jedes RFEM eine phasengesteuerte Antennengruppe zum Verarbeiten drahtloser Signale in einem spezifischen Kommunikationsband aufweist. Die RFEMs 8802, ..., 8840 können mit dem BBS 8804 über entsprechende einzelne Koax-Kabel 8806, ..., 8807 gekoppelt sein.

[0509]  Bezug nehmend auf Fig. 88 kann das Kommunikationssystem 8800 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe das RFEM 8802 gekoppelt mit dem BBS 8804 über ein einziges Koax-Kabel 8806 aufweisen. Das RFEM 8802 kann eine phasengesteuerte Antennengruppe 8808, einen RF-Empfänger 8810, einen RF-Sender 8812, einen Duplexer 8836 und einen Sende (TX)/Empfangs (RX)-Schalter 8834 aufweisen. Der RF-Empfänger 8810 kann mehrere Leistungsverstärker 8816, mehrere Phasenschieber 8818, einen Kombinierer 8820 und einen RF-Verstärker 8822 aufweisen. Der RF-Sender 8812 kann einen RF-Verstärker 8832, einen Splitter 8830, mehrere Phasenschieber 8828 und mehrere Verstärker 8826 aufweisen.

[0510]  In einer beispielhaften Empfangsoperation kann der Schalter 8834 Empfängerkettenverarbeitung aktivieren. Die Antennengruppe 8808 kann zum Empfangen von mehreren Signalen 8814 verwendet werden. Die empfangenen Signale 8814 können durch die Verstärker 8816 verstärkt werden, und ihre Phase kann durch die entsprechenden Phasenschieber 8818 angepasst werden. Jeder der Phasenschieber 8818 kann ein separates Phasenanpassungssignal (in Fig. 88 nicht dargestellt) von einer Steuerschaltung (z. B. von einem Modem innerhalb des BBS 8804) empfangen, wobei die einzelnen Phasenanpassungssignale auf einer gewünschten Signalrichtungsabhängigkeit basieren können, wenn die über die phasengesteuerte Antennengruppe 8808 empfangenen Signale verarbeitet werden. Die phasenangepassten Signale an dem Ausgang der Phasenschieber 8818 können durch den Kombinierer 8820 kombiniert und dann durch den RF Verstärker 8822 verstärkt werden, um ein RF-Eingabesignal 8823 zu erzeugen. Das RF-Eingabesignal 8823 kann zu dem BBS 8804 über den Duplexer 8836 und das Koax-Kabel 8806 kommuniziert werden. In einigen Aspekten kann das RF-Eingabesignal 8823 ein 60 GHz-Signal oder ein anderes Signal in einem Millimeterwellenband, einschließlich eines 5G-Kommunikationsbands, sein.

[0511]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann der Schalter 8834 Senderkettenverarbeitung aktivieren. Das RFEM 8802 kann ein RF-Ausgabesignal 8831 von dem BBS 8804 über das Koax-Kabel 8806 und den Duplexer 8836 empfangen. Das RF-Signal 8831 kann durch den RF-Verstärker 8832 verstärkt und dann zu dem Splitter 8830 kommuniziert werden. Der Splitter 8830 kann mehrere Kopien des verstärkten RF-Signals erzeugen und die Signalkopien zu den mehreren Phasenschiebern 8828 kommunizieren. Die mehreren Phasenschieber 8828 können unterschiedliche Phasenanpassungssignale anwenden, um mehrere phasenangepasste Signale zu erzeugen, die durch die mehreren Verstärker 8826 verstärkt werden können. Die mehreren Verstärker 8826 können mehrere Signale 8824 zum Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 8808 erzeugen. In einigen Aspekten können die restlichen RFEMs innerhalb des Systems 8800 gleich dem RFEM 8802 sein.

[0512]  Obwohl Fig. 86, Fig. 87 und Fig. 88 die Verwendung eines einzigen Koax-Kabels, um das BBS mit dem RFEM zu verbinden, offenbaren, ist die Offenbarung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt, und andere Typen von Verbindungen können ebenfalls verwendet werden. Beispielsweise kann ein weiterer Typ einer Millimeterwellenverbindung oder eines Kabels anstelle des einzelnen Koax-Kabels verwendet werden. Andere Typen von Verbindungen, die verwendet werden können, enthalten halbstarre Kabel, flexible Kabel eines flexiblen Substrats, gedruckte RF-Sendeleitungen auf einer PCB, eine starr-flexible Platine und so weiter. Beispielsweise und mit Bezug auf Fig. 88 kann eine starr-flexible Platine anstelle der Koax-Kabel 8806, ..., 8807 verwendet werden, wobei die mehreren RFEMs über die RF-Leitungen gespeist werden können, die sich von dem Haupt-BBS 8804 zu den RFEMs an unterschiedlichen Orten unter Verwendung des flexiblen Abschnitts der Verbindungsplatine (z. B. des RF-über-flex-Abschnitts einer starr-flexiblen Platine) ausbreiten. Auf diese Weise kann sich das RFEM in unterschiedlichen Bereichen in einem System basierend auf dem PC-/mobilen Formfaktor oder in einem Basisstationsgehäuse umknicken und umbiegen.

[0513]  Fig. 89 stellt ein genaueres Diagramm des BBS von Fig. 88 gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 89 kann das BBS 8804 einen Empfänger 8904, einen Sender 8908, die Triplexer 8902 und 8906, ein Modem 8934, die Synthesizer 8948, 8950 und 8952 einen Abwärtsumsetzungsblock 8936 und einen Aufwärtsumsetzungsblock 8942 aufweisen. In einigen Aspekten können der Mischer 8910 und der Verstärker 8912 einen Abwärtsumsetzungsblock (wie z. B. 8936) bilden, der von dem Empfänger 8904 getrennt sein kann. In einigen Aspekten können der Mischer 8924 und der Verstärker 8922 einen Aufwärtsumsetzungsblock (wie z. B. 8942) bilden, der von dem Sender 8908 getrennt sein kann. Der Abwärtsumsetzungsblock 8936 und der Aufwärtsumsetzungsblock 8942 können zum Verarbeiten von Sende- oder Empfangssignalen, die dem RFEM 8840 zugeordnet sind, verwendet werden. Zusätzliche Aufwärtsumsetzungs- oder Abwärtsumsetzungsblöcke können innerhalb des BBS 8804 verwendet werden, um Signale zu verarbeiten, die zusätzlichen RFEMs zugeordnet sind.

[0514]  Die Synthesizer 8950, 8952 und 8948 können geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code aufweisen und können ein Signal aus dem Kristalloszillator 8948 verwenden, um Taktsignale zu erzeugen. In einigen Aspekten kann der erste Synthesizer 8952 ein LO-Signal zum Abwärtsumsetzen eines RF-Signals in einem ersten Frequenzband (z. B. eines RF-Signals in dem Millimeterwellenband, das von dem RFEM 8802 empfangen wird) in ein IF-Signal erzeugen. In einigen Aspekten kann der zweiten Synthesizer 8948 ein LO-Signal zum Abwärtsumsetzen eines RF-Signals in einem zweiten Frequenzband (z. B. eines RF-Signals in dem Millimeterwellenband, das von dem RFEM 8840 empfangen wird) in ein IF-Signal an derselben IF-Signal wie sie dem Synthesizer 8952 zugeordnet ist, erzeugen. In einigen Aspekten kann der Synthesizer 8950 konfiguriert sein, ein LO-Signal zu erzeugen, das durch die Mischer 8916 zum Abwärtsumsetzen eines IF-Signals in das Basisband oder durch die Mischer 8928 zum Aufwärtsumsetzen eines Basisbandsignals in ein IF-Signal verwendet werden kann.

[0515]  Der Empfänger 8904 kann einen Mischer 8910, einen LO-Verstärker 8912, einen IF-Verstärker 8914, die Mischer 8916, die Filter (z. B. Tiefpassfilter) 8918 und die Analog/Digital-Umsetzungs- (ADC-) Blöcke 8920 aufweisen. Der Sender 8908 kann die Digital/Analog-Umsetzungs- (DAC-) Blöcke 8932, die Filter 8930, die Mischer 8928, einen IF-Verstärker 8926, einen Mischer 8924 und einen LO-Verstärker 8922 aufweisen. Der Abwärtsumsetzungsblock 8936 für das zweite RFEM kann einen Mischer 8938 und einen LO-Verstärker 8940 aufweisen. Der Aufwärtsumsetzungsblock 8942 für das zweite RFEM kann einen Mischer 8946 und einen LO-Verstärker 8944 aufweisen.

[0516]  In einer beispielhaften Empfangsoperation, die dem RFEM 8802 zugeordnet ist, wird ein RF-Signal von dem RFEM 8802 über den Triplexer 8902 empfangen. Das empfangene RF-Signal wird durch die Mischer 8910 unter Verwendung eines LO-Signals, das durch den Synthesizer 8952 erzeugt wird, in ein IF-Signal abwärtsumgesetzt. Das IF-Signal wird durch den IF-Verstärker 8914 verstärkt. Das verstärkte IF-Signal kann durch die Mischer 8916 unter Verwendung eines LO-Signals, das durch den Synthesizer 8950 erzeugt wird, in Basisbandsignale abwärtsumgesetzt werden. Das Basisbandsignal wird dann durch die Tiefpassfilter 8918 gefiltert und durch die ADC-Blöcke 8920 in ein digitales Signal umsetzt, bevor es durch das Modem 8934 verarbeitet wird.

[0517]  In einer beispielhaften Sendeoperation, die dem RFEM 8802 zugeordnet ist, kann ein digitales Signal, das durch das Modem 8934 ausgegeben wird, durch die DAC-Blöcke 8932 in analoge Signale umgesetzt werden. Die analogen Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 8930 gefiltert und dann durch die Mischer 8928 unter Verwendung eines LO-Signals, das durch den Synthesizer 8950 erzeugt wird, in ein IF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das IF-Signal kann durch den IF-Verstärker 8926 verstärkt werden und dann unter Verwendung der Mischer 8924 und eines LO-Signals, das durch den Synthesizer 8952 erzeugt wird, in ein RF-Signal aufwärtsumgesetzt werden. Das RF-Signal wird dann über den Triplexer 8902 und das einzelne Koax-Kabel 8806 zu dem RFEM 8802 kommuniziert.

[0518]  In einer beispielhaften Empfangsoperation, die dem RFEM 8840 zugeordnet ist, wird ein RF-Signal von dem RFEM 8840 über den Triplexer 8906 empfangen. Das empfangene RF-Signal wird durch den Mischer 8938 unter Verwendung eines LO-Signals, das durch den Synthesizer 8948 erzeugt wird, in ein IF-Signal abwärtsumgesetzt. Das IF-Signal wird durch den IF-Verstärker 8914 verstärkt. Das verstärkte IF-Signal kann durch die Mischer 8916 unter Verwendung eines LO-Signals, das durch den Synthesizer 8950 erzeugt wird, in Basisbandsignale abwärtsumgesetzt werden. Das Basisbandsignal wird dann durch die Tiefpassfilter 8918 gefiltert und durch die ADC-Blöcke 8920 in ein digitales Signal umsetzt, bevor es durch das Modem 8934 verarbeitet wird.

[0519]  In einer beispielhaften Sendeoperation, die dem RFEM 8840 zugeordnet ist, kann ein digitales Signal, das durch das Modem 8934 ausgegeben wird, durch die DAC-Blöcke 8932 in analoge Signale umgesetzt werden. Die analogen Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 8930 gefiltert und dann durch die Mischer 8928 unter Verwendung eines LO-Signals, das durch den Synthesizer 8950 erzeugt wird, in ein IF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das IF-Signal kann durch den IF-Verstärker 8926 verstärkt werden und dann unter Verwendung des Mischers 8946 und eines LO-Signals, das durch den Synthesizer 8948 erzeugt wird, in ein RF-Signal aufwärtsumgesetzt werden. Das RF-Signal wird dann über den Triplexer 8906 und das einzelne Koax-Kabel 8807 zu dem RFEM 8840 kommuniziert.

[0520]  Obwohl das BBS 8804 in Fig. 89 so dargestellt ist, dass es nur zwei Triplexer und zwei separate Aufwärtsumsetzungs- und Abwärtsumsetzungsketten, die den RFEMs 8802 und 8840 zugeordnet sind, aufweist, ist die Offenbarung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt. Insbesondere kann das BBS 8804 zusätzliche Aufwärtsumsetzungs- und Abwärtsumsetzungsketten zum Verarbeiten von Signalen in andere Drahtlosbändern, die durch zusätzliche RFEMs bedient werden, aufweisen.

[0521]  Wie hier erläutert verwendet die in Verbindung mit den Fig. 83-85 beschriebene Kommunikationsarchitekturlösung IF-Signale, die über ein Koaxialkabel geleitet werden, was ihr Modularität verleiht, jedoch sowohl zusätzliche Schaltung (Synthesizerschaltungen, Referenzerzeugung und Wiederherstellung, IF-Verstärker, Mischer und einen komplizierteren Triplexer aufgrund eines engeren Frequenzplans) als auch eine höhere Anzahl von Signalen (z. B. Referenzfrequenz für den Synthesizer und Steuersignale) auf dem RFEM erfordern kann. Da in kleinen Plattformen (insbesondere Mobiltelefonplattformen) die Fläche und das Volumen in der Nähe des Rands der Plattform teuer sein können (viele konkurrierende Antennen und Protokolle für ein begrenztes Volumen, insbesondere wenn die Plattformen immer dünner werden), kann dieser hinzugefügte Inhalt zu Schwierigkeiten mit der Implementierung und Verarbeitungseffizienz führen.

[0522]  Die in Verbindung mit den Fig. 86-89 beschriebene Kommunikationsarchitekturlösung ist eine alternative Lösung zum Reduzieren der Schaltungskomplexität. Insbesondere werden, wie in Fig. 86-89 zu sehen ist, IF- und Synthesizer-Inhalt von dem RFEM entfernt, und dadurch sind die Siliziumfläche und das Volumen der Lösung um die Antenne signifikant reduziert. Die Lösung der Fig. 86-89 kann jedoch einige Nachteile aufweisen, die mit der Modularität verbunden sind. Beispielsweise kann für jedes Band, für das Unterstützung erforderlich ist, kann ein neuer BBS-Chip (für spezifische RF- und IF-Frequenzen) benötigt werden. Das kann ein Nachteil sein, weil einige BBSs Drahtlosbandverarbeitung aufweisen können, die von einigen Systemanbietern nicht angefordert ist, oder sie eine spezifische Bandverarbeitungsfunktionalität nicht enthält, die von anderen Anbietern gefordert ist.

[0523]  In einigen Aspekten kann eine Begleit-Chip-Lösung in einem Kommunikationssystem mit verteilter phasengesteuerter Gruppe eingeführt und implementiert sein. Die Begleit-Chip-Lösung ist hier mit Bezug auf die Fig. 90-92 dargestellt. Insbesondere basiert das RFEM auf RFoC-Verarbeitung (ähnlich den RFEMs in den Fig. 86-89), und das BBS ist zum Verarbeiten von IF-Signalen konfiguriert, was das BBS in unterschiedlichen Kommunikationssystemen mit verteilter phasengesteuerter Gruppe gleich halten kann. Der Begleit-Chip ist als ein Bindeglied zwischen dem RFEM und dem BBS eingeführt und kann für RF-zu-IF-Signalverarbeitung, die einem spezifischen Drahtlosband zugeordnet ist, konfiguriert sein. In diesem Zusammenhang sind die Fläche und das Volumen am Rand der Plattform reduziert, und das BBS kann für mehrere Kommunikationssysteme gleich gehalten werden (mit einem unterschiedlichen Begleit-Chip, der in unterschiedlichen Kommunikationssystemen basierend auf den Anforderungen zum Verarbeiten eines Bands eingeführt ist). Durch Verwenden des Begleit-Chips können sowohl Modularität als auch minimales Volumen am Rand der Plattform erreicht werden.

[0524]  Wie er hier verwendet ist, ist der Begriff „Begleit-Chip“ mit dem Begriff ergänzendes Zwischenfrequenzeilsystem (SIFS) austauschbar verwendet.

[0525]  Fig. 90 stellt ein beispielhaftes System mit verteilter phasengesteuerter Gruppe, das RFEM, einen Begleit-Chip und ein BBS enthält, wobei die IF-Verarbeitung in den Begleit-Chip entladen ist, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 90 kann das Kommunikationssystem 9000 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe das RFEM 9002, den Begleit-Chip 9040 und ein Basisbandteilsystem (BBS) 9004 aufweisen. Das RFEM 9002 ist mit dem Begleit-Chip 9040 über ein einzelnes Koax-Kabel 9042 gekoppelt. Der Begleit-Chip 9040 ist mit dem BBS 9004 über die Verbindung 9006 gekoppelt. In einigen Aspekten kann die Verbindung 9006 PCB-Verbindungsleiterbahnen sein (z. B. wie mit 9122 und 9124 in Fig. 91 angegeben).

[0526]  Das RFEM 9002 kann eine phasengesteuerte Antennengruppe 9008, einen RF-Empfänger 9010, einen RF-Sender 9012, einen Duplexer 9036 und einen Sende (TX)/Empfangs (RX)-Schalter 9034 aufweisen. Der RF-Empfänger 9010 kann mehrere Leistungsverstärker 9016, mehrere Phasenschieber 9018, einen Kombinierer 9020 und einen RF-Verstärker 9022 aufweisen. Der RF-Sender 9012 kann einen RF-Verstärker 9032, einen Splitter 9030, mehrere Phasenschieber 9028 und mehrere Verstärker 9026 aufweisen.

[0527]  In einer beispielhaften Empfangsoperation kann der Schalter 9034 Empfängerkettenverarbeitung aktivieren. Die Antennengruppe 9008 kann zum Empfangen von mehreren Signalen 9014 verwendet werden. Die empfangenen Signale 9014 können durch die Verstärker 9016 verstärkt werden, und ihre Phase kann durch die entsprechenden Phasenschieber 9018 angepasst werden. Jeder der Phasenschieber 9018 kann ein separates Phasenanpassungssignal (in Fig. 90 nicht dargestellt) von einer Steuerschaltung (z. B. von einem Modem innerhalb des BBS 9004) empfangen, wobei die einzelnen Phasenanpassungssignale auf einer gewünschten Signalrichtungsabhängigkeit basieren können, wenn die über die phasengesteuerte Antennengruppe 9008 empfangenen Signale verarbeitet werden.

[0528]  Die phasenangepassten Signale an dem Ausgang der Phasenschieber 9018 können durch den Kombinierer 9020 kombiniert und dann durch den RF-Verstärker 9022 verstärkt werden, um ein RF-Eingabesignal 9023 zu erzeugen. Das RF-Eingabesignal 9023 kann über den Duplexer 9036 und das Koax-Kabel 9042 zu dem Begleit-Chip 9040 kommuniziert werden. In einigen Aspekten kann das RF-Eingabesignal 9023 ein 60 GHz-Signal oder ein anderes Signal in einem Millimeterwellenband, einschließlich eines 5G-Kommunikationsbands, sein. In einigen Aspekten kann das RFEM 9002 einen adaptiven Anpassungsblock 9038 zur Impedanzanpassung vor der Kommunikation von Signalen über das Koax-Kabel 9042 aufweisen, wie hier nachstehend erläutert ist.

[0529]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann der Schalter 9034 Senderkettenverarbeitung aktivieren. Das BBS 9004 kann ein Basisbandsignal erzeugen, das in dem BBS 9004 in ein IF-Signal umgesetzt werden kann. Das IF-Signal kann über die Verbindung 9006 zu dem Begleit-Chip 9040 kommuniziert werden, wo es in ein RF-Ausgabesignal 9031 umgesetzt werden kann. Das RFEM 9002 kann das RF-Ausgabesignal 9031 von dem Begleit-Chip 9040 über das Koax-Kabel 9042 und den Duplexer 9036 empfangen.

[0530]  Das RF-Ausgabesignal 9031 kann durch den RF-Verstärker 9032 verstärkt und dann zu dem Splitter 9030 kommuniziert werden. Der Splitter 9030 kann mehrere Kopien des verstärkten RF-Signals erzeugen und die Signalkopien zu den mehreren Phasenschiebern 9028 kommunizieren. Die mehreren Phasenschieber 9028 können unterschiedliche Phasenanpassungssignale anwenden, um mehrere phasenangepasste Signale zu erzeugen, die durch die mehreren Verstärker 9026 verstärkt werden können. Die mehreren Verstärker 9026 erzeugen mehrere Signale 9024 zum Senden durch die phasengesteuerte Antennengruppe 9008.

[0531]  Fig. 91 stellt ein genaueres Diagramm des Begleit-Chips und des BBS von Fig. 90 gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 91 kann der Begleit-Chip 9040 einen Duplexer 9102, einen Empfänger 9104, einen Sender 9106 und einen LO-Synthesizer 9108 aufweisen. Der Empfänger 9104 kann einen Mischer 9110, einen LO-Verstärker 9112 und einen IF-Verstärker 9104 aufweisen. Der Sender 9106 kann einen Mischer 9118 einen LO-Verstärker 9116 und einen IF-Verstärker 9120 aufweisen.

[0532]  Das BBS 9004 kann einen RF-Empfänger 9126, einen RF-Sender 9128, ein Modem 9130, einen Kristalloszillator 9136, einen Synthesizer 9134 und einen Teiler 9132 aufweisen. Der Synthesizer 9134 kann eine geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code aufweisen und kann ein Signal aus dem Kristalloszillator 9136 verwenden, um ein Taktsignal wie z. B. das Signal 9135 zu erzeugen. Das erzeugte Taktsignal 9135 kann durch den RF-Empfänger 9126 verwendet werden, um ein empfangenes IF-Signal (von dem Begleit-Chip 9040) unter Verwendung der Mischer 9140 abwärtsumzusetzen. Das erzeugte Taktsignal 9135 kann außerdem durch den RF-Sender 9128 verwendet werden, um ein Basisbandsignal unter Verwendung der Mischer 9148 in ein IF-Signal aufwärtsumzusetzen..

[0533]  In einigen Aspekten kann das LO-Signal 9135 durch den Teiler 9132 geteilt werden, um ein Taktreferenzsignal 9133 zu erzeugen. Das Taktreferenzsignal 9133 kann zu dem Begleit-Chip 9040 kommuniziert werden und durch den Synthesizer 9108 verwendet werden, um ein LO-Signal 9154 zu erzeugen, das zum Abwärtsumsetzen eines RF-Signals (z. B. 9023) in ein IF-Signal oder zum Aufwärtsumsetzen eines IF-Signals in ein RF-Signal (z. B. 9031) verwendet wird.

[0534]  Der RF-Empfänger 9126 kann einen IF-Verstärker 9138, Mischer 9140, Filter 9142 und Analog/Digital-Umsetzungs- (ADC-) Blöcke 9144 aufweisen. Der RF-Sender 9128 kann Digital/Analog-Umsetzungs- (DAC-) Blöcke 9152, Filter 9150, Mischer 9148 und einen IF-Verstärker 9146 aufweisen.

[0535]  In einer beispielhaften Empfangsoperation wird ein RF-Signal (z. B. 9023) durch den Begleit-Chip 9040 von dem RFEM 9002 über das einzelne Koax 9042 und den Duplexer 9102 empfangen. Das RF-Signal 9023 wird durch den Empfänger 9104 abwärtsumgesetzt, um ein IF-Signal 9156 zu erzeugen. Insbesondere wird das RF-Signal 9023 durch den Mischer 9110 unter Verwendung eines LO-Referenzsignals 9154, das durch den Verstärker 9112 verstärkt ist, abwärtsumgesetzt. Das abwärtsumgesetzte Signal wird durch den Verstärker 9114 verstärkt, um das IF-Signal 9156 zu erzeugen. Das IF-Signal 9156 wird zu dem BBS 9004 über die Verbindung 9006 (z. B. die Leiterplattenbahnen 9122) zur zusätzlichen Verarbeitung durch den Empfänger 9126 kommuniziert. Anfangs wird das IF-Signal 9156 durch den IF-Verstärker 9138 verstärkt. Das verstärkte IF-Signal kann durch die Mischer 9140 auf Basisbandsignale abwärtsumgesetzt werden, dann durch die Tiefpassfilter 9142 gefiltert und durch die ADC-Blöcke 9144 in ein digitales Signal umgesetzt werden, bevor es durch das Modem 9130 verarbeitet wird. In einigen Aspekten können TX/RX-Schalter an beiden Eingabe/Ausgabe-Seiten des Begleit-Chips 9040 und des BBS 9004 enthalten sein, so das ein einzelnes Signal (z. B. ein kombiniertes Signal) zwischen den Teilsystemen 9040 und 9004 kommuniziert werden kann. In diesem Fall kann eine einzelne Menge von Leiterplattenbahnen (z. B. nur 9122) anstelle mehrerer Mengen verwendet werden.

[0536]  In einer beispielhaften Sendeoperation kann ein digitales Signal, das durch das Modem 9130 ausgegeben wird, durch die DAC-Blöcke 9152 in analoge Signale umgesetzt werden. Die analogen Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 9150 gefiltert und durch die Mischer 9148 in ein IF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das IF-Signal kann durch den IF-Verstärker 9146 verstärkt werden, um ein IF-Signal 9158 zu erzeugen. Das IF-Signal 9158 wird zu dem Begleit-Chip 9040 über die Verbindung 9006 (z. B. die Leiterplattenbahnen 9124) kommuniziert. In dem Begleit-Chip 9040 wird das IF-Signal 9158 zunächst durch den Verstärker 9120 innerhalb des Senders 9106 verstärkt und wird dann durch den Mischer 9118 unter Verwendung des LO-Signals 9154, das durch den Verstärker 9116 verstärkt ist, aufwärtsumgesetzt. Der Mischer 9118 erzeugt ein RF-Ausgabesignal 9031, das über den Duplexer 9102 und das Koax-Kabel 9042 zu dem RFEM 9002 kommuniziert wird.

[0537]  In einigen Aspekten kann das Koax-Kabel 9042 zur Kommunikation von DC-Leistungssignalen (z. B. von dem BBS 9004 zu dem RFEM 9002), Steuersignalen und RF-Datensignalen, die durch die phasengesteuerten Gruppenantennenelemente 9008 empfangen oder gesendet werden, verwendet werden. Die Steuersignale können Phasenanpassungssignale, Einschaltsignale, Ausschaltsignale und andere Steuersignale enthalten, die von dem BBS 9004 zu dem RFEM 9002 und/oder dem Begleit-Chip 9040 kommuniziert werden. In einigen Aspekten können Steuersignale Phasenanpassungsanforderungssignale oder andere Datenanforderungssignale enthalten, die von dem RFEM 9002 über den Begleit-Chip 9040 zu dem BBS 9004 kommuniziert werden. In diesem Zusammenhang kann ein Direktumsetzungsschema in Verbindung mit einem System mit verteilter phasengesteuerter Gruppe verwendet werden, wobei das RFEM und das BBS über ein einzelnes Koax-Kabel gekoppelt sind.

[0538]  In einigen Aspekten kann das Steuersignal zum Steuern des RFEM-Betriebs (z. B. Steuern der Ausgangsleistungspegel, AGC, EIN/AUS usw.) verwendet werden. Zusätzlich kann die Steuerverbindungsstrecke zwischen dem RFEM und dem BBS bidirektional sein und kann für BBS-zu-RFEM-Befehle und für RFEM-zu-BBS-Telemetrieübertragung (z. B. PA-Leistungsdektetorlesen, ACK nach Empfang eines Steuerbefehls, Temperaturdetektorlesen usw.) verwendet werden.

[0539]  Fig. 92 stellt ein Mehrband-System mit verteilter phasengesteuerter Gruppe mit IF-Verarbeitung innerhalb des Begleit-Chips gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 92 kann das Kommunikationssystem 9200 mit verteilter phasengesteuerter Gruppe verwendet werden um ein Mehrbandsystem zu implementieren. Insbesondere können mehrere RFEMs (9202, ..., 9204) mit einem einzelnen Begleit-Chip 9206 und einem einzelnen BBS 9208 verwendet werden, wobei jedes RFEM eine phasengesteuerte Antennengruppe zum Verarbeiten drahtloser Signale in einem spezifischen Kommunikationsband aufweist. Die RFEMs 9202, ..., 9204 können mit dem Begleit-Chip 9206 über entsprechende einzelne Koax-Kabel 9210, ..., 9212 gekoppelt sein.

[0540]  Bezug nehmend auf Fig. 92 kann der Begleit-Chip 9206 mehrere Verarbeitungsketten aufweisen, wobei jede Kette einem separaten RFEM zugeordnet ist. Insbesondere kann eine erste Verarbeitungskette innerhalb des Begleit-Chips 9206 dem RFEM 9202 zugeordnet sein und kann einen Duplexer 9216, einen IF-Empfänger 9218, einen LO-Generator 9222 und einen IF-Sender 9220 aufweisen. Eine zweite Verarbeitungskette innerhalb des Begleit-Chips 9206 kann dem RFEM 9204 zugeordnet sein und kann einen Duplexer 9236 einen IF-Empfänger 9238, einen LO-Generator 9242 und einen IF-Sender 9240 aufweisen.

[0541]  Das BBS 9208 kann einen Empfänger 9260, einen Sender 9262, ein Modem 9264, einen Oszillator 9270, einen Synthesizer 9268 und einen Teiler 9266 aufweisen. Der Synthesizer 9268 kann eine geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code enthalten und kann ein Signal aus dem Kristalloszillator 9270 verwenden, um Taktsignale zu erzeugen. In einigen Aspekten kann der Synthesizer 9268 ein LO-Signal erzeugen, das durch die Mischer 9274 verwendet wird, um ein IF-Signal 9258 abwärtsumzusetzen, oder durch die Mischer 9282 verwendet wird, um ein Basisbandsignal in ein IF-Signal zur Verstärkung durch den Verstärker 9280 aufwärtsumzusetzen. In einigen Aspekten kann der Synthesizer 9268 ein LO-Signal erzeugen, das durch den Teiler 9266 geteilt werden kann, um ein Taktreferenzsignal 9267 zu erzeugen. Das Taktreferenzsignal kann über die Leiterplattenbahnen 9214 zu dem Begleit-Chip 9206 zum Gebrauch durch die Synthesizer 9222 und 9242 zum Erzeugen der entsprechenden LO-Signale 9223 und 9243 kommuniziert werden.

[0542]  Der Empfänger 9260 kann einen IF-Verstärker 9272, Mischer 9274, Filter (z. B. Tiefpassfilter) 9276 und Analog/Digital-Umsetzungs- (ADC-) Blöcke 9278 aufweisen. Der Sender 9262 kann Digital/Analog-Umsetzungs-(DAC-) Blöcke 9286, Filter 9284, Mischer 9282 und einen IF-Verstärker 9280 aufweisen.

[0543]  In einer beispielhaften Empfangsoperation, die dem RFEM 9202 zugeordnet ist, wird ein RF-Signal an dem Begleit-Chip 9206 von dem RFEM 9202 über das Koax-Kabel 9210 und den Duplexer 9216 empfangen. Das empfangene RF-Signal wird durch den Mischer 9224 unter Verwendung eines LO-Signals 9223, das durch den Synthesizer 9222 erzeugt wird, in ein IF-Signal abwärtsumgesetzt. Das IF-Signal wird durch den IF-Verstärker 9228 verstärkt. Das verstärkte IF-Signal 9258 wird über die Leiterplattenbahnen 9214 zu dem BBS 9208 zur weiteren Verarbeitung durch den Empfänger 9260 gesendet. In dem Empfänger 9260 wird das IF-Signal 9258 zunächst durch den Verstärker 9272 verstärkt und durch die Mischer 9274 unter Verwendung eines LO-Signals, das durch den Synthesizer 9268 erzeugt wird, in Basisbandsignale abwärtsumgesetzt. Das Basisbandsignal wird dann durch die Tiefpassfilter 9276 gefiltert und durch die ADC-Blöcke 9278 in ein digitales Signal umsetzt, bevor es durch das Modem 9264 verarbeitet wird.

[0544]  In einer beispielhaften Sendeoperation, die dem RFEM 9202 zugeordnet ist, kann ein digitales Signal, das durch das Modem 9264 ausgegeben wird, durch die DAC-Blöcke 9286 in analoge Signale umgesetzt werden. Die analogen Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 9284 gefiltert und dann durch die Mischer 9282 unter Verwendung eines LO-Signals, das durch den Synthesizer 9268 erzeugt wird, in ein IF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das IF-Signal kann durch den IF-Verstärker 8926 verstärkt werden, um ein verstärktes IF-Signal 9256 zu erzeugen. Das IF-Signal 9256 wird zu dem Begleit-Chip 9206 über die Leiterplattenbahnen 9214 zur weiteren Verarbeitung durch den IF-Sender 9220 kommuniziert. Innerhalb des Senders 9220 wird das IF-Signal 9256 durch den Verstärker 9234 verstärkt und durch den Mischer 9232 unter Verwendung des LO-Signals 9223, das durch den Verstärker 9230 verstärkt ist, in ein RF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das RF-Signal wird über den Duplexer 9216 und das Koax-Kabel 9210 zu dem RFEM 9202 kommuniziert zur weiteren Verarbeitung und zum Senden durch die RFEM-Antennengruppe. In einigen Aspekten können TX/RX-Schalter sowohl in dem Begleit-Chip 9206 als auch dem BBS 9208 verwendet werden, so dass eine einzige Menge von Leiterplattenbahnen verwendet werden kann, um ein einzelnes Signal (das zu ein kombiniertes Signal sein kann) ein einer gegebenen Zeit zu kommunizieren.

[0545]  In einer beispielhaften Empfangsoperation, die dem RFEM 9204 zugeordnet ist, wird ein RF-Signal an dem Begleit-Chip 9206 von dem RFEM 9204 über das Koax-Kabel 9212 und den Duplexer 9236 empfangen. Das empfangene RF-Signal wird durch den Mischer 9244 unter Verwendung eines LO-Signals 9243, das durch den Synthesizer 9242 erzeugt wird, in ein IF-Signal abwärtsumgesetzt. Das IF-Signal wird durch den IF-Verstärker 9248 verstärkt. Das verstärkte IF-Signal 9258 wird über die Leiterplattenbahnen 9214 zu dem BBS 9208 zur weiteren Verarbeitung durch den Empfänger 9260 gesendet. In dem Empfänger 9260 wird das IF-Signal 9258 zunächst durch den Verstärker 9272 verstärkt und durch die Mischer 9274 unter Verwendung eines LO-Signals, das durch den Synthesizer 9268 erzeugt wird, in Basisbandsignale abwärtsumgesetzt. Das Basisbandsignal wird dann durch die Tiefpassfilter 9276 gefiltert und durch die ADC-Blöcke 9278 in ein digitales Signal umsetzt, bevor es durch das Modem 9264 verarbeitet wird.

[0546]  In einer beispielhaften Sendeoperation, die dem RFEM 9202 zugeordnet ist, kann ein digitales Signal, das durch das Modem 9264 ausgegeben wird, durch die DAC-Blöcke 9286 in analoge Signale umgesetzt werden. Die analogen Signale werden dann durch die Tiefpassfilter 9284 gefiltert und dann durch die Mischer 9282 unter Verwendung eines LO-Signals, das durch den Synthesizer 9268 erzeugt wird, in ein IF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das IF-Signal kann durch den IF-Verstärker 8926 verstärkt werden, um ein verstärktes IF-Signal 9256 zu erzeugen. Das IF-Signal 9256 wird zu dem Begleit-Chip 9206 über die Leiterplattenbahnen 9214 zur weiteren Verarbeitung durch den IF-Sender 9240 kommuniziert. Innerhalb des Senders 9240 wird das IF-Signal 9256 durch den Verstärker 9254 verstärkt und durch den Mischer 9252 unter Verwendung des LO-Signals 9243, das durch den Verstärker 9250 verstärkt ist, in ein RF-Signal aufwärtsumgesetzt. Das RF-Signal wird über den Duplexer 9236 und das Koax-Kabel 9212 zu dem RFEM 9204 kommuniziert zur weiteren Verarbeitung und zum Senden durch die RFEM-Antennengruppe.

[0547]  Obwohl der Begleit-Chip 9206 in Fig. 92 so dargestellt ist, dass er nur zwei Duplexer und zwei separate Verarbeitungsketten (mit einem Empfänger und einem Sender in jeder Verarbeitungskette), die den RFEMs 9202 und 9204 zugeordnet sind, aufweist, ist die Offenbarung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt. Insbesondere kann der Begleit-Chip 9026 zusätzliche Verarbeitungsketten zum Verarbeiten von Signalen in anderen Drahtlosbändern, die durch zusätzliche RFEMs bedient werden, aufweisen.

[0548]  Obwohl die Fig. 91-92 die Teilsysteme 9108, 9134, 9222, 9242 und 9268 als LO-Generatoren diskutieren, können diese Teilsysteme auch andere Typen von Frequenzquellen (z. B. Frequenzmultiplizierer usw.) aufweisen.

[0549]  Obwohl die Fig. 83-92 eine direkte Verbindung zwischen Triplexern (oder Duplexern) und Empfänger und/oder Sender und/oder Frequenzquellen darstellen, ist die Offenbarung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt, und entsprechende TX/RX-Schalter können verwendet werden, so dass nur ein kombiniertes Signal zu den Triplexern (oder Duplexern) kommuniziert werden kann. Beispielsweise und mit Bezug auf Fig. 83 kann ein TX/RX-Schalter zwischen dem Triplexer 8348 und dem LO-Generator (oder der Frequenzquelle) 8344 vorhanden sein, der es ermöglicht, dass nur TX- oder RX-Signale zu irgendeiner Zeit über die Triplexer 8348 kommuniziert werden. Ähnlich können TX/RX-Schalter in Verbindung mit den Triplexern/Duplexern 8402, 8550, 8636, 8702, 8836, 8902, 8906, 9036, 9102, 9216 und 9236 verwendet werden.

[0550]  RF-Kommunikationssysteme nutzen häufig Teilsysteme (z. B. spannungsgesteuertes Oszillatoren (VCOs), Leistungsverstärker, Sendeempfänger, Modems und so weiter), die auf einem Halbleiter-Die gebildet sind. Innerhalb eines Chips integrierte Vorrichtungen können jedoch Metallstapel und Metallstapel, die irgendeinem Prozessknoten, insbesondere erweiterten Prozessknoten, zugeordnet sind, aufweisen, deren passiven Elementen schlechte Qualitätsfaktoren zugeordnet sind. In diesem Zusammenhang kann die gesamte Leistungskombinierungseffizienz, insbesondere für großformatige Leistungskombinierer, die innerhalb des Chips implementiert sind, gering sein.

[0551]  Fig. 93 stellt eine beispielhafte Chip-interne Implementierung eines Zweiwege-Leistungskombinierers gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 93 ist ein Zweiwege-Leistungskombinierer 9300 dargestellt, der zwei Leistungsverstärker 9302 und 9304 gekoppelt mit einem Widerstand 9306 aufweisen kann. Der Zweiwege-Leistungskombinierer kann in die RF-Schaltung 325 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl der Zweiwege-Leistungskombinierer 9300 nicht darauf beschränkt ist. Zusätzlich ist der Leistungsverstärker 9302 mit einer Übertragungsleitung 9308 gekoppelt, und der Leistungsverstärker 9304 ist mit einer Übertragungsleitung 9310 gekoppelt. Die Übertragungsleitungen 9308 und 9310 können mit Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen sein. Die Ausgänge beider Übertragungsleitungen 9308 und 9310 können miteinander kombiniert sein und an der Antenne 9312 angeschlossen sein. Wie in Fig. 93 zu sehen ist, ist der Zweiwege-Leistungskombinierer 9300 vollständig innerhalb eines Halbleiter-Dies oder Chips 9320 implementiert. Der Chip 9320 kann zusammen mit einem PCB-Substrat 9330 paketiert sein. Die Antenne 9312 kann auf dem PCB-Substrat 9330 implementiert sein und kann beispielsweise eine phasengesteuerte Antennengruppe aufweisen.

[0552]  Fig. 94 stellt eine beispielhafte Chip-interne Implementierung eines großen Leistungskombinierers gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 94 ist ein Leistungskombinierer 9412 dargestellt, der mit mehreren Leistungsverstärkern 9406, 9408, ..., 9410 gekoppelt ist. Die Leistungsverstärkerausgänge können mit den Eingängen des Leistungskombinierers 9412 gekoppelt sein. Der Leistungskombinierer 9412 kann mit mehr als zwei Leistungsverstärkern gekoppelt sein, und kann deshalb als ein großer Leistungskombinierer bezeichnet sein.

[0553]  Der Leistungskombinierer 9412 kann kaskadierende Verbindungen von Übertragungsleitungen und Widerständen in mehreren Kombinierungsstufen mit einer abnehmenden Anzahl von Ausgängen aufweisen (wobei die letzte Kopplungsstufe einen einzigen Ausgang aufweist). Beispielsweise können die Leistungsverstärker 9406 und 9408 mit den Übertragungsleitungen 9414 bzw. 9416 gekoppelt sein. Die Ausgänge der Leistungsverstärker 9406 und 9408 können durch den Widerstand 9436 gekoppelt sein. Die Ausgaben der Übertragungsleitungen 9414 und 9416 werden zu einer einzigen Ausgabe 9422 kombiniert, die zu einer nachfolgenden Kombinierungsstufe kommuniziert wird. Ähnlich sind der Leistungsverstärker 9410 und ein benachbarter Leistungsverstärker (in Fig. 94 nicht dargestellt) sowohl mit den Übertragungsleitungen 9418 und 9420 als auch mit dem Widerstand 9438 gekoppelt. Die Ausgaben der Übertragungsleitungen 9418 und 9420 werden zu einer einzigen Ausgabe 9424 kombiniert, die zu der nachfolgenden Kombinierungsstufe kommuniziert wird.

[0554]  Dieser Prozess zum Kombinieren von Ausgängen vorangehender Stufen und Erzeugen einer abnehmenden Anzahl von Eingaben für nachfolgende Kombinierungsstufen setzt sich bis zu den letzten beiden Übertragungsleitungen 9426 und 9428 fort. Die Eingaben in die Übertragungsleitungen 9426 und 9428 werden über den Widerstand 9440 kombiniert, und die Ausgaben der Übertragungsleitungen 9426 und 9428 werden zu einer einzigen Ausgabe 9430 des Leistungskombinierers 9412 gekoppelt. Das Ausgabesignal 9430 des Leistungskombinierers 9412 wird über einen Verbindungsanschluss 9432 zu der Antenne 9434 kommuniziert. Wie in Fig. 94 zu sehen ist, sind die Leistungsverstärker 9406 - 9410 und der Leistungskombinierer 9412 innerhalb eines Halbleiter-Dies oder Chips 9402 implementiert. Der Chip 9402 kann zusammen mit einem PCB-Substrat 9404 paketiert sein. In einigen Aspekten kann der Verbindungsanschluss 9432 eine aus mehreren Lotperlen sein, die verwendet werden, um den Chip 9402 mit dem PCB-Substrat 9404 zu verbinden.

[0555]  Fig. 95 stellt eine beispielhafte Chip-interne Implementierung eines Impedanztransformationsnetzes gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 95 ist ein Leistungsverstärker 9506 dargestellt, der über ein Impedanztransformationsnetz 9508 mit einer Antenne 9512 gekoppelt ist. Das Impedanztransformationsnetz 9508 kann eine geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code aufweisen und kann konfiguriert sein, eine Impedanz an dem Ausgang des Leistungsverstärkers 9506 an eine Impedanz an dem Eingang der Antenne 9512 anzupassen. Das Impedanztransformationsnetz 9508 kann mit der Antenne 9512 über einen Verbindungsanschluss 9510 gekoppelt sein.

[0556]  In einigen Aspekten kann der Verbindunganschluss 9510 zum Koppeln eines Prüf- oder Mess-Equipments mit dem Leistungsverstärker 9506 verwendet werden. Das Prüf- oder Mess-Equipment kann einem 50-Ohm-Widerstandswert zugeordnet sein, der für den Leistungsverstärker 9506 zu hoch sein kann. Das Impedanztransformationsnetz 9508 kann verwendet werden, um den Leistungsverstärker 9506 und das Prüf-Equipment an dem Verbindunganschluss 9510 zu koppeln und die Impedanz entsprechend anzupassen. Wie in Fig. 95 zu sehen ist, sind der Leistungsverstärker 9506 und das Impedanztransformationsnetz 9508 innerhalb eines Halbleiter-Dies oder Chips 9502 implementiert. Der Chip 9502 kann zusammen mit einem PCB-Substrat 9504 paketiert sein. In einigen Aspekten kann der Verbindungsanschluss 9510 eine aus mehreren Lotperlen sein, die verwendet werden, um den Chip 9502 mit dem PCB-Substrat 9504 zu verbinden.

[0557]  Wie in Fig. 93, Fig. 94 und Fig. 95 zu sehen ist, sind die Leistungsverstärker, die Leistungskombinierer und die Impedanztransformationsnetze Chip-intern implementiert. Chip-interne Leistungskopplung und Impedanztransformation können jedoch aufgrund schlechter Qualität passiver Bauteile und verlustbehaftetem Siliziumsubstrat verlustbehaftet sein, was die Gesamtübertragungseffizienz herabsetzt. Solche Verluste können mit höheren Ebenen des Kombinierens und/oder steilen Impedanztransformationen schnell ansteigen. Verlustbehaftete/s Leistungskombinieren und Impedanztransformation kann für Knoten mit erweiterter Technologie mit schlechter Siliziummetallisierung weiter verschlimmert werden. In einigen Aspekten kann verlustbehaftete/s Leistungskombinieren und Impedanztransformation durch Implementieren von Leistungkombinierungs- und Impedanztransformationsnetzen auf dem PCB-Substrat, das dem Halbleiter-Die zugeordnet ist, verbessert werden. In diesem Zusammenhang können Package-interne Verluste für Leistungskombinieren signifikant verringert werden. Das kann signifikante Effizienzsteigerungen bereitstellen und kann für umfangreiches Leistungskombinieren gut geeignet sein, insbesondere für Architekturen, die Viertelwellen-Übertragungsleitungen oder mehrere Übertragungsleitungen verwenden. Beispielhafte Aspekte, in denen Impedanztransformationsnetze und Leistungskombinieren auf dem PCB-Substrat implementiert sind, sind hier nachstehend mit Bezug auf die Fig. 96, Fig. 97, Fig. 98 und Fig. 99 dargestellt.

[0558]  Fig. 96 stellt eine beispielhafte Package-interne Implementierung eines Zweiwege-Leistungskombinierers gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 96 ist ein Zweiwege-Leistungskombinierer 9600 dargestellt, der die Leistungsverstärker 9602 und 9604 gekoppelt mit einem Widerstand 9606 aufweisen kann. Zusätzlich ist der Leistungsverstärker 9602 mit einer Übertragungsleitung 9608 gekoppelt, und der Leistungsverstärker 9604 ist mit einer Übertragungsleitung 9610 gekoppelt. Die Übertragungsleitungen 9608 und 9610 können Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen sein. Die Ausgänge beider Übertragungsleitungen 9608 und 9610 können miteinander kombiniert sein und an der Antenne 9612 angeschlossen sein.

[0559]  Wie in Fig. 96 zu sehen ist, können die Leistungsverstärker 9602 und 9604 innerhalb eines Halbleiter-Dies oder Chips 9620 implementiert sein. Der Chip 9620 kann zusammen mit einem PCB-Substrat 9630 paketiert sein. Der Widerstand 9606, die Übertragungsleitungen 9608 und 9610 und die Antenne 9312 können auf dem PCB-Substrat 9630 implementiert sein. Die Übertragungsleitungen 9608 und 9610 und der Widerstand 9606 können mit dem Leistungsverstärkern 9602 und 9604 über die Verbindungsanschlüsse 9614 und 9616 gekoppelt sein. In einigen Aspekten können die Verbindungsanschlüsse 9614 und 9616 eine aus mehreren Lotperlen sein, die verwendet werden, um den Chip 9620 mit dem PCB-Substrat 9630 zu verbinden.

[0560]  Fig. 97 stellt eine beispielhafte Package-interne Implementierung eines großen Leistungskombinierers gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 97 ist ein Leistungskombinierer 9712 dargestellt, der mit mehreren Leistungsverstärkern 9706, 9708, ..., 9710 gekoppelt ist. Die Leistungsverstärkerausgänge können mit den Eingängen des Leistungskombinierers 9712 gekoppelt sein. Der Leistungskombinierer 9712 kann mit mehr als zwei Leistungsverstärkern gekoppelt sein, und kann deshalb als ein großer Leistungskombinierer bezeichnet sein. In einigen Aspekten kann der Leistungskombinierer 9712 ein N:1-RF-Leistungskombinierer sein.

[0561]  Der Leistungskombinierer 9712 kann kaskadierende Verbindungen von Übertragungsleitungen und Widerständen in mehreren Kombinierungsstufen mit einer abnehmenden Anzahl von Ausgängen aufweisen (wobei die letzte Kopplungsstufe einen einzigen Ausgang aufweist). Beispielsweise können die Leistungsverstärker 9706 und 9708 mit den Übertragungsleitungen 9714 bzw. 9716 gekoppelt sein. Die Ausgänge der Leistungsverstärker 9706 und 9708 können durch den Widerstand 9740 gekoppelt sein. Die Ausgaben der Übertragungsleitungen 9714 und 9716 werden zu einer einzigen Ausgabe 9722 kombiniert, die zu einer nachfolgenden Kombinierungsstufe kommuniziert wird. Ähnlich sind der Leistungsverstärker 9710 und ein benachbarter Leistungsverstärker (in Fig. 97 nicht dargestellt) sowohl mit den Übertragungsleitungen 9718 und 9720 als auch mit dem Widerstand 9742 gekoppelt. Die Ausgaben der Übertragungsleitungen 9718 und 9720 werden zu einer einzigen Ausgabe 9724 kombiniert, die zu der nachfolgenden Kombinierungsstufe kommuniziert wird.

[0562]  Dieser Prozess zum Kombinieren von Ausgaben vorangehender Stufen und Erzeugen einer abnehmenden Anzahl von Eingaben für nachfolgende Kombinierungsstufen setzt sich bis zu den letzten beiden Übertragungsleitungen 9726 und 9728 fort. Die Eingänge in die Übertragungsleitungen 9726 und 9728 sind über den Widerstand 9744 gekoppelt, und die Ausgaben der Übertragungsleitungen 9726 und 9728 sind zu einer einzigen Ausgabe 9730 des Leistungskombinierers 9712 gekoppelt. Das Ausgabesignal 9730 des Leistungskombinierers 9712 wird zu der Antenne 9732 kommuniziert.

[0563]  Wie in Fig. 94 zu sehen ist, sind die Leistungsverstärker 9706 - 9710 innerhalb eines Halbleiter-Dies oder Chips 9702 implementiert. Der Chip 9702 kann zusammen mit einem PCB-Substrat 9704 paketiert sein. Die Ausgänge der Leistungsverstärker 9706 - 9710 können mit entsprechenden Übertragungsleitungen des Leistungskombinierers 9712 über die Verbindungsanschlüsse 9734, 9736, ..., 9738 gekoppelt sein. In einigen Aspekten können die Verbindungsanschlüsse 9734 - 9738 mehrere Lotperlen sein, die verwendet werden, um den Chip 9702 mit dem PCB-Substrat 9704 zu verbinden.

[0564]  In einigen Aspekten können der Leistungskombinierer 9712, die Leistungsverstärker 9706 - 9710 und/oder die Antenne 9732 Teil eines drahtlosen Sendeempfängers sein. Der drahtlos Sendeempfänger kann verwendet werden, um Signale, die mit einem oder mehreren Drahtlosprotokollen konform sind, wie z. B. dem Protokoll der Wireless Gigabit Alliance (WiGig) oder einem 5G-Protokoll, zu empfangen und zu senden.

[0565]  Fig. 98 stellt eine beispielhafte Package-interne Implementierung eines Impedanztransformationsnetzes gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 98 ist ein Leistungsverstärker 9806 dargestellt, der über ein Impedanztransformationsnetz 9808 mit einer Antenne 9812 gekoppelt ist. Das Impedanztransformationsnetz 9808 kann eine geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code aufweisen und kann konfiguriert sein, um eine Impedanz an dem Ausgang des Leistungsverstärkers 9806 an eine Impedanz an dem Eingang der Antenne 9812 anzupassen. Das Impedanztransformationsnetz 9808 kann mit dem Leistungsverstärker 9806 über einen Verbindungsanschluss 9810 gekoppelt sein. In einigen Aspekten kann der Verbindunganschluss 9810 zum Koppeln eines Prüf- oder Mess-Equipments mit dem Leistungsverstärker 9806 verwendet werden. Das Prüf- oder Mess-Equipment kann einem 50-Ohm-Widerstandswert zugeordnet sein, der für den Leistungsverstärker 9806 zu hoch sein kann. Das Impedanztransformationsnetz 9808 kann verwendet werden, um den Leistungsverstärker 9806 und das Prüf-Equipment an dem Verbindunganschluss 9810 zu koppeln und die Impedanz entsprechend anzupassen.

[0566]  Wie in Fig. 98 zu sehen ist, ist der Leistungsverstärker 9806 innerhalb eines Halbleiter-Dies oder Chips 9802 implementiert. Der Chip 9802 kann zusammen mit einem PCB-Substrat 9804 paketiert sein. Das Impedanztransformationsnetz 9808 und die Antenne 9812 können innerhalb des PCB-Substrats 9804 implementiert sein. In einigen Aspekten kann der Verbindungsanschluss 9810 eine aus mehreren Lotperlen sein, die verwendet werden, um den Chip 9802 mit dem PCB-Substrat 9804 zu verbinden.

[0567]  Fig. 99 stellt eine beispielhafte Package-interne Implementierung eines Doherty-Leistungsverstärkers gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 99 kann der Doherty-Leistungsverstärker 9900 einen Trägerleistungsverstärker 9906 und einen Spitzenleistungsverstärker 9908 aufweisen. Ein Signaleingabeanschluss 9922 kann mit einem Eingang des Trägerleistungsverstärkers 9906 direkt gekoppelt sein. Der Signaleingabeanschluss 9922 kann außerdem mit einem Eingang des Spitzenleistungsverstärkers 9908 über eine Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 9910 gekoppelt sein. Ein Ausgang des Trägerleistungsverstärkers 9906 kann mit der Antenne 9920 sowohl über eine versetzte Übertragungsleitung 9912 als auch die Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 9916 und 9918 gekoppelt sein. Der Ausgang des Spitzenverstärkers 9908 kann mit der Antenne 9920 über eine versetzte Übertragungsleitung 9914 und eine Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 9918 gekoppelt sein. Ein kombiniertes Ausgabesignal 9924 an dem Ausgang der Übertragungsleitung 9918 kann zu der Antenne 9920 zum Senden kommuniziert werden.

[0568]  Wie in Fig. 99 zu sehen ist, können der Trägerleistungsverstärker 9906, der Spitzenleistungsverstärker 9908 und die Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 9910 innerhalb eines Halbleiter-Dies oder Chips 9902 implementiert sein. Der Chip 9902 kann zusammen mit einem PCB-Substrat 9904 paketiert sein. Sowohl die Übertragungsleitungen 9912, 9914, 9916 und 9918 als auch die Antenne 9920 können innerhalb des PCB-Substrats 9905 implementiert sein. In diesem Zusammenhang kann durch Implementieren mehrerer langer Übertragungsleitungen auf dem PCB-Substrat 9904 die Effizienz des Doherty-Leistungsverstärkers 9900 verbessert sein.

[0569]  Mikrowellenantennenteilsysteme, die in dem mmWellen-Frequenzbereich arbeiten, sind extrem klein, im Mikrometerbereich. Infolgedessen ist es wichtig, Wege zu finden, die Größe von Antennen und von Funkteilsystemen, insbesondere die Dicke, zu reduzieren zum Gebrauch in mobilen Vorrichtungen, wo der Platz wegen der Anforderungen an die Gehäusegröße und wegen der dichten Packung von Komponenten und Antennen sehr wertvoll ist. Gleichzeitig sollten zeitliche, thermische, elektrische und mechanische Überlagerungsprobleme adressiert und reduziert werden. Die Verbesserung der Kosten ist ebenfalls eine wichtige Überlegung. Die Überlagerung von Komponenten, Antennen und Antennenteilsystemen aufeinander wird sowohl die Größe als auch die Dicke des Teilsystems reduzieren. Die Verwendung von Umspritzung mit Verbindungen in der Umspritzung ist ein weiteres Konzept, das es ermöglicht, dass sich Antennen auf den Seiten eines Teilsystems befinden, und thermische und mechanische Verbesserung gegenüber konkurrierenden Technologien bereitstellt.

[0570]  Fig. 100A ist eine Seitenansicht eines im nicht eingegossenen gestapelten Package-auf-Package-Die eingebetteten Funksystems, das einen Verbinder verwendet, gemäß einigen Aspekten. Das im Die eingebettete Funksystem kann in die Antennengruppenschaltung 330 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl das im Die eingebettete Funksystem nicht darauf eingeschränkt ist. Der Aspekt weist den nicht eingegossenen gestapelten Package-auf-Package-Die 10000 auf, der die nicht eingegossene Baugruppe 10005 und Baugruppe 10007 aufweist. Das Package 10005 kann eine laminierte Struktur wie z. B. eine PCB aufweisen, in der die RFIC 10006 eingebettet ist. Wie es in diesem Kontext verwendet ist, bedeutet „nicht eingegossen“, dass der Die 10006 nicht von einer Gussmasse oder Einkapselung umhüllt ist. Die für die z-Höhe der verschiedenen Teile der Packages dargestellten Abmessungen dienen nur anschaulichen Zwecken und dienen dazu, die extrem kleinen Abmessungen darzustellen, mit denen gearbeitet wird, wenn das Volumen einer mobilen Vorrichtung, in der die Packages Verwendung finden, sehr eingeschränkt ist.

[0571]  Zusätzlich können die ersten wenigen Mikrometer an der Oberseite und der Unterseite der PCB 10005 Vorimprägnierungs- (PrePreg-) Schichten sein, die vor dem Kern der PBC sein können, in die die RFIC eingebettet ist. PrePreg kann dank ihrer sehr dünnen Dicke verwendet werden. Die PrePreg kann sehr dünn sein, beispielsweise 25 um oder 30 um. PrePreg kann ein Epoxidmaterial sein, obwohl sie auch ein Laminatmaterial sein kann, z. B. ein Kupfer-Clad-Laminat (CCL). Die Technologie ist nicht auf organische polymerbasierte Laminate beschränkt, sondern auch auf keramikbasierte anorganische Schichten.

[0572]  Wie es in der Antennensubstratindustrie verwendet ist, kann „Kern“ den inneren Teil eines Substrats bedeuten, der dicker und starrer sein kann als andere Bereiche des Substrats, wie z. B. PrePreg. Das Package 10005 ist insofern nicht eingegossen, als dass sie ein laminares Substrat wie z. B. PCB ohne Einkapselung innerhalb des Packages ist. Die Abschirmung 10001 ist oben auf des Package 10005, um die Komponenten gegen RFI/EMI abzuschirmen. Das Verbindungselement 10023 kann eine oder mehrere der Packages mit der Außenwelt verbinden. In einigen Aspekten stellt das Verbindungselement 10023 Zwischenfrequenz- (IF-) Signale zum Senden durch das System bereit. Das Package 10005 weist den RFIC-Die 10006 auf, der das Speisen für die verschiedenen Antennen und Antennengruppen, die nachstehend diskutiert sind, mit Hilfe von Leiterbahnen und Vias wie jeweils erforderlich gemäß einigen Aspekten bereitstellt.

[0573]  Obwohl ein RFIC-Die 10006 dargestellt ist, würden Fachleute erkennen, dass mehr als ein RFIC-Die bereitgestellt sein kann, um in einem oder mehreren Frequenzbändern zu arbeiten. Mit anderen Worten kann in Aspekten wenigstens ein RFIC-Die vorhanden sein.

[0574]  Die dargestellten Packages können gemäß einigen Aspekten Antennen und Antennengruppen mit vielen unterschiedlichen Konfigurationen, Arbeitsfrequenzen und Bandbreiten aufweisen. In Fig. 100a sind die Antennenstrukturen 10009, 10011, 10013, 10015 und 10019 dargestellt. Diese können Einzelantennen in Seitenansicht oder Antennengruppen wie z. B. 1xN-, 2xN-, ... , NxN-Elementgruppen in Blickrichtung in die Zeichenebene der Figur sein. In einem Beispiel kann die Antenne 10009 eine Dual-Patchantenne mit einem Abstand d2 sein, in diesem Aspekt von 10065 Mikrometer zwischen den Patchantennenelementen 10010 und 10012, und einer weitere Abmessung d1 zwischen dem Patchantennenelement 10010 und Masse. Abhängig von den Abständen d1 und d2 wird die Bandbreite der Antenne wegen des variierenden Volumens der Patchantenne variieren. Die Bezeichnung d1 und d2 ist in Fig. 100B deutlicher zu sehen.

[0575]  Fig. 100B ist eine Seitenansicht einer Dual-Patchantenne gemäß einigen Aspekten. In der Figur ist P1 ein erstes Element einer Dual-Patchantenne, und P2 ist ein zweites oder angesteuertes Element einer Dual-Patchantenne. Es ist zu sehen, dass d2 der Abstand zwischen P1 und P2 ist und d1 der Abstand zwischen P1 und der Masseebene GND ist. Für einen gegebenen Abstand d1 zwischen P1 und GND erhöht das Variieren des Abstands d2 zwischen P1 und P2 das Volumen der Antenne.

[0576]  In einigen Aspekten variiert die Bandbreite basierend auf der Variation des Volumens der Antenne, das in diesem Aspekt eine Funktion der variierenden Abstands d2 ist. Das ist in Fig. 100C zu sehen. Fig. 100C ist ein simuliertes Diagramm der Rückflussdämpfung der Dual-Patchantenne von Fig. 100B, wenn ein Volumen der Antenne erhöht wird, gemäß einigen Aspekten, und stellt die Variation der Bandbreite dar, wenn das Volumen der Antenne variiert. Die Bandbreite wird in diesem Aspekt durch Variieren von d2 gemessen. Die Bandbreite, die in der Simulation von Fig. 100C als die Breite der -10 dB-Rückflussdämpfung dargestellt ist, nimmt zu, wenn d2 zunimmt, für eine gegebene Abmessung d1 zwischen P1 und GND.

[0577]  Wie nachstehend beschrieben wird, weist die PCB 10005 eine laminare Struktur auf, die in diesem Aspekt als die Ebenen L1 bis L6 dargestellt ist. Wegen der verschiedenen Ebenen können die Antennenelemente wie z. B. 10010, 10012 an verschiedenen Abständen d2 zwischen Dual-Patchantennenelementen platziert werden, und wegen der Vielheit von Ebenen kann der Abstand d1 zwischen dem Patchantennenelement 10010 und GND ebenfalls an verschiedenen Abständen eingestellt sein, was zu einer Auswahl von Bandbreiten führen kann, wie sie für eine gegebene Konstruktion benötigt werden. Anders ausgedrückt ist der Abstand zwischen den Dual-Patchantennenelementen 10010 und 10012 nicht auf 10065 Mikrometer beschränkt, sondern kann wegen der verfügbaren dicht gepackten Laminatebenen auf irgendeinen aus mehreren Abständen eingestellt sein. Das gleiche gilt für den Abstand zwischen dem Dual-Patchantennenelement 10010 und der Masseebene 10014, was eine Fähigkeit schafft, die Bandbreite wie in Fig. 100C zu messen. Die Ebenen L1-L6 sind jedoch nur einer von vielen Aspekten. Andere Aspekte können viel mehr sehr dicht gepackte Schichten aufweisen, weit mehr als die dargestellten sechs Schichten L1-L6, und diese sehr dicht gepackten Schichten können je nach Bedarf für verschiedene Funktionen verwendet werden.

[0578]  Weiter mit der Beschreibung von Fig. 100A kann 10024 in einigen Aspekten eine Antenne oder eine Antennengruppe sein wie z. B. die 1xN-, 2xN-, ... , NxN-Elementgruppen, die vorstehend kurz diskutiert sind. In einigen Aspekten kann 10024 eine eigenständige Antenne sein, die mit Hilfe einer oberflächenmontierten Vorrichtung (SMD) konfiguriert ist, was manchmal als oberflächenmontierte Technologie (SMT) bezeichnet ist. In einigen Aspekten kann, falls keine ausreichende Höhe für eine benötigte Antenne oder Antennengruppe innerhalb der PCB 10005 vorhanden ist, die Antenne oder Antennengruppe 10010, 10012 gemäß einigen Aspekten beispielsweise so konfiguriert sein, dass das Antennenelement 10012 oben auf der PCB 10005 platziert ist, um das benötigte Volumen bereitzustellen.

[0579]  In einem weiteren Beispiel kann das Dual-Patchantennenelement 10012 oben auf der oberflächenmontierten Vorrichtung 100024 anstatt oben auf der PCB 10005 platziert sein, um zusätzliche Höhe für die Antenne oder Antennengruppe bereitzustellen, die in einigen Aspekten erhöhtes Volumen und verbesserte Bandbreite bereitstellen wird, wie vorstehend diskutiert.

[0580]  Ein weiteres Beispiel ist an Antenne 10015 zu sehen. In diesem Beispiel weist die Antenne (oder die Antennengruppe, wie vorstehend diskutiert) 10015 den Antennenpatch 10018 innerhalb des Substrats 10005 auf, das, wie vorstehend diskutiert, ein komplexes und sehr dicht gepacktes Substrat sein kann, und ein Dual-Patchelement 10017 kann auf einer zweiten Antennenplatine 10007 sein. In einigen Aspekten kann die Antennenplatine 10007 ein Dielektrikum, eine Keramik, eine PCB oder dergleichen sein, die ebenfalls ein dicht gepacktes laminares Substrat sein kann, sehr ähnlich der PCB 10005. Infolgedessen kann die Antennenfunktion zwischen oder unter mehr als einer Antennenplatine aufgeteilt sein, was zu einer Package-auf-Package-Konfiguration führt. Deshalb kann dann, falls nicht genug z-Höhe auf einem Medium ist, ein Teil der Antenne auf einem zweiten Medium, wie z. B. 10007, implementiert sein, um die gewünschte z-Höhe bereitzustellen, um das Volumen zu erhalten, um die gewünschten Parameter wie z. B. in einigen Aspekten Bandbreite, geringeren Verlust und dergleichen bereitzustellen. Mit anderen Worten können, angesichts der extrem kleinen Abmessungen der Dicke des Substrats aufgrund von, in einigen Aspekten, Formfaktoranforderungen zum Betrieb an mmWellen-Frequenzen, Antennenelemente (und diskrete Komponenten) auf einem oder mehreren zusätzlichen Medien platziert sein, die in einigen Aspekten oben auf und/oder unten auf der PCB 10005, auf den Seiten der PCB 10005 und in verschiedenen zusätzlichen Konfigurationen platziert sein können, was bei Bedarf zu zusätzlicher Substratdicke und erhöhter Bandbreite führt.

[0581]  Ähnlich können die Antennenfunktionen ebenfalls zwischen oder unter unterschiedlichen Antennenplatinen aufgeteilt sein, beispielsweise der PCB 10005, die als das Hauptmedium betrachtet werden kann, und der Antennenplatine 10007, die als ein sekundäres Medium betrachtet werden kann. Ferner können solche Medien oberhalb, unterhalb oder an der Seite des Substrats für verschiedene Funktionen verwendet werden, wie z. B. Erdung, Abschirmung, Speisung und dergleichen.

[0582]  Ferner kann mehr als ein Medium 10024 oben auf der PCB 10005 sein. Es können mehrere Antennenmedien oben auf der PCB 10005 sein, von denen jedes einen Teil der oder alle Antennen oder Antennengruppen bereitstellt, wie vorstehend diskutiert. Das Gleiche gilt für die Platzierung von Antennenmedien unterhalb der oder an der Seite der PCB 10005. Ferner können die Sekundärmedien für parasitäre Elemente verwendet werden, um die Verstärkung oder die Form des Musters der Antennen bei Bedarf zu verbessern.

[0583]  Die Antennen 10011, 10013, 10015 und 10019 können andere Antennen oder Antennengruppen sein, die auf der Antennenplatine 10007 konfiguriert sind und aus dem RFIC-Die 10006 gespeist werden. Ebenfalls dargestellt sind die Vias 10020 und 10022. In einigen Aspekten können viele Vias vorhanden sein. Allgemein gilt, dass der Durchmesser der Vias 10020, 10022 umso größer ist, je dicker das Substrat 10005 ist. In einigen Aspekten, in denen ultradünne Substrate benötigt werden, können die Vias von einem viel kleineren Durchmesser sein, wie nachstehend für andere Aspekte diskutiert ist. Vias wie z. B. 10028 können mit dem RFIC-Die 10006 durch Lötverbindungen wie z. B. 10027 verbunden sein. Die Vias können durch eine oder mehrere horizontale Schichten 10030 zur Verbindung mit Komponenten an anderer Stelle innerhalb des Funkteilsystems verbunden sein, wobei die horizontale Schicht 10030 mit Blick in die Zeichenebene gesehen ist.

[0584]  Fig. 101A ist eine Darstellung des beispielhaften nicht eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems, das eine Litzenverbindung verwendet, gemäß einigen Aspekten. Fig. 101B ist eine Seitenansicht des nicht eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems, das eine Litzenverbindung verwendet, wobei die Litzenverbindung in einer fotografischen Repräsentation gezeigt ist, gemäß einigen Aspekten. Fig. 101A ist im Wesentlichen gleich der Fig. 100A, wobei ein Unterschied darin liegt, dass in Fig. 101A kein Verbindungselement 10023 vorhanden ist. Stattdessen ist die Litzenverbindung 10026 verwendet, um eine PCB mit einer zweite PCB zu verbinden, wobei die zweiten PCB ein Verbindungselement zum Äußeren der PCBs aufweisen kann. Das Litzenverbindungselement 10026 kann mit dem RFIC-Die 10006 durch geeignete interne Leiterbahnen der PCB 10005 oder durch geeignete interne Leiterbahnen und eine oder mehrere Vias verbunden sein. Die Litzenverbindung kann mit dem PCB durch Löten, durch Crimpen oder durch andere Prozesse verbunden sein und kann in einigen Aspekten auf ähnliche Weise mit der zweiten PCB verbunden sein.

[0585]  Fig. 102 ist eine Seitenansicht eines eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems gemäß einigen Aspekten. In Fig. 102 weist gemäß einigen Aspekten das Package 10200 ein Substrat auf, das die Ebene 10201, wie z. B. eine Antennenplatine wie z. B. eine PCB, die Ebene 10203, die eine Gussmasse oder Einkapselung ist, und die Ebene 10205, die eine Antennenplatine wie z. B. eine PCB aufweist. Die Ebenen 10201 können leitfähige Ebenen 10207 wie z. B. Leiterbahnen aufweisen; die Ebnen 10203 kann leitfähige Ebenen wie z. B. 10209 und Vias wie z. B. 10219, 10219A, häufig als „Guss-Vias“ bezeichnet, aufweisen; und die Ebene 10205 kann leitfähige Ebenen 10211 aufweisen, die durch Lötverbindungen mit den leitfähige Ebenen 10209 verbunden sind.

[0586]  Die leitfähigen Ebenen und Vias des Packages 10200 sind in einigen Aspekten konfigurierbar, um die verschiedenen Antennen und anderen Komponenten aus den Dieen 10206, 10208 zu speisen. Obwohl die leitfähigen Ebenen 10207 und 10211 in Fig. 102 als kurze horizontale Schichten dargestellt sind, können sie in der Praxis längere leitfähige Schichten sein, wie z. B. 10309, 10311 in Fig. 103, oder in verschiedenen Schichtkonfigurationen sein wie z. B. 10307, 10311A von Fig. 103, oder im Wesentlichen vollständig über einem Substrat sein, wie bei 10502 im Substrat 10501 oder 10511 in Substrat 10505 von Fig. 105 dargestellt ist, gemäß verschiedenen Aspekten.

[0587]  In einigen Aspekten können die leitfähigen Schichten 10207, 10211 unter Verwendung von Umverteilungsschichten (RDL), die nachstehend mit Bezug auf Fig. 104 diskutiert sind, hergestellt werden. Vias (oder Guss-Vias in eingegossenen Packages) können durch Kupferstifte, durch Laser, die die Gussmasse oder andere Schichten durchstechen, und leitfähige Tinte oder andere Mittel hergestellt werden.

[0588]  Durch die Verwendung von Vias, leitfähigen Schichten und/oder RDLs kann/können der/die Die/e sehr schnell mit Antennen und Antennengruppen auf jeder Seite des Packages verbunden werden, die in einigen Aspekten Antennen sein können, die auf oder innerhalb von SMDs 10216, 10218, 10220 ausgeführt sind. Wegen der dicht gepackten Vias und dicht gepackten horizontalen Schichten können die Diee mit den Antennen oder Antennengruppen auf den Substraten 10201, 10205 mit wenig oder im Wesentlichen keiner Ausgangsverzweigung der Speisestruktur verbunden sein.

[0589]  Ferner können die Guss-Vias wie z. B. 10219, 10219A in Gräben dicht gepackter Vias, die mit metallisierten Schichten (hier ist nur die Schicht 10209 dargestellt, aber die Oberseite der Vias wie z. B. 10219 oder 10219A kann mit einer metallisierten Sicht über den Vias (nicht gezeigt) verbunden sein) um den Die oder die Diee verbunden sind, konfiguriert sein, um einen Faraday-Käfig zu bilden, um die Diee und andere Komponenten gegen RFI und EMI abzuschirmen, in einigen Aspekten. Die Vias können sehr kleine Vias wie z. B. einzelne Stäbe sein. Wenn Package-auf-Package mit Verbindungen hoher Dichte zwischen den Packages wie z. B. 10219, 10219A (Guss-Vias) verwendet werden, kann man die Packages separat aufbauen und ungleichartige Materialien verwenden, die für den unteren Die versus einem weiteren Die darüber oder darunter zugeschnitten sind. Das verbessert außerdem den Ertrag, da die individuellen Diee in ihren jeweiligen Packages geprüft werden können, bevor sie gestapelt werden.

[0590]  Es ist ebenfalls wichtig zu verstehen, dass die Gussmasse vollständig eliminiert werden kann, falls erforderlich, und man die Guss-Vias durch Lotperlen ersetzen kann, die mit der oberen Baugruppe verbunden sind und als die vertikale Verbindung wirken. In dem Aspekt von Fig. 102 können zwei oder mehr Diee 10206, 10208 innerhalb des Substrats enthalten und durch Kontakte wie z. B. Lothöcker, die Kupferfüllmaterial, Lötkontakte wie z. B. 10210 sein können, verbunden sind, oder die LGA/VGA-Kontaktstellen oder in einigen Aspekten sogar ein Package sein können.

[0591]  Außerdem sind diskrete Elemente 10212, 10214 in einigen Aspekten dargestellt. Die Diee 10206, 10208 können von irgendeinem Typ sein wie z. B. ein Flip-Chip-Die, Baugruppe in der Chip-Größenordnung (CSP) auf Wafer-Ebene, ein für Drahtbonden geeigneter Die und dergleichen.

[0592]  Alternativ kann ein einzelner Die verwendet werden. SMD-Antennen wie z. B. 10216, 10218, 10220 können auf einer ersten Seite des Substrats konfiguriert sein, während SMD-Antennen 10216A, 10218A, 10220A auf der entgegengesetzten Seite des Substrats konfiguriert sein können in einigen Aspekten. In anderen Aspekten können die Antennen auf dem Substrat anstatt auf oder innerhalb von SMDs konfiguriert sein. Die vorstehenden Antennen können vom gleichen Typ von Antennen sein wie diejenigen, die mit Bezug auf Fig. 100A beschrieben sind, und können in einigen Aspekten auf oder innerhalb von SMDs sein. Ferner können die Antennen 10216, 10218, 10220 als eine Antennengruppe konfiguriert sein. Ferner können Antennen wie z. B. irgendwelche der oder alle vorstehenden Antennen auf oder innerhalb einer SMD ausgeführt sein, wie mit Bezug auf die Antenne (oder Antennengruppen) 10024 von Fig. 100A diskutiert ist.

[0593]  Auf einer oder beiden Seiten (wie z. B. 10201, 10205 des Packages 10200) können außerdem diskrete Komponenten 10222, 10224 und 10222A, 10224A konfiguriert sein. Ferner können die Systeme 10221, 10221A, die manchmal als ein Einbaugruppensystem (SIP) oder ein Package bezeichnet sind, oben auf (wie z. über 10201) und/oder unter der (wie z. B. der Unterseite von 10205) und/oder auf den Seiten des Packages 10200 in einigen Aspekten konfiguriert sein, was eine Package-auf-Package-Konfiguration bereitstellt. Ein SIP 10221, 10221A kann ein System sein, das der Baugruppe, die die Ebenen 10201, 10203, 10205 aufweist, auf denen die SIPs 10221, 10221A konfiguriert sind, sehr ähnlich ist. Die SIPs 10221, 10221A können auf der Baugruppe gestapelt und mit ihr auf verschiedene Arten physikalisch verbunden sein.

[0594]  Ferner können die Diee 10206, 10208 mit dem Substrat 10203 durch geeignete Kontakte, die bei 10226 dargestellt sind, in einigen Aspekten verbunden sein. Solche geeigneten Kontakte können Kupferfüllmaterial, Lötmetallhöcker oder sogar ein Package sein. Die Kontakte 10226 können sehr kleine Verbindungen innerhalb des Körpers des Package-auf-Package-Aspekts sein. Solche Systemkonfigurationen stellen eine Package-auf-Package-Konfiguration dar.

[0595]  Ferner sind ein oder mehrere Diee jeder Baugruppe konfiguriert, an der gleichen Frequenz oder an unterschiedlichen Frequenzen zu arbeiten, so dass ein Die an 5G-Frequenzen arbeitet und ein zweiter Die an WiGig-Frequenzen arbeitet, weil die Dichte innerhalb der Packages wie beschrieben so hoch ist.

[0596]  Ferner können die Antennen/Antennengruppen des Package-auf-Package-Aspekts in irgendeiner aus einer Anzahl von Richtungen oder im Wesentlichen in jeder Richtung abstrahlen, je nach Bedarf, beispielsweise wegen der Orientierung der mobilen Vorrichtung. Mit anderen Worten können Antennen und Antennengruppen über die gesamte Baugruppe 10200, was im Wesentlichen jede gewünschte Richtung des Packages bedeutet, durch Stapeln und physikalisches Verbinden der Packages 10221, 10221A auf der Oberseite, der Unterseite und den Seiten des Packages 10200, oder in Kombinationen davon, wie gewünscht, und in Antennen- und Antennengruppen-Konfigurationen auf oder innerhalb der Packages 10221, 10221 A wie gewünscht platziert sein, gemäß einigen Aspekten.

[0597]  Zusätzlich zu dem Vorstehenden kann das Package 10200 auf noch eine weitere Platine (nicht gezeigt) durch Lotperlen 10213, 10215 gelötet sein, die als größer als die Lotperlen oder Kontakte 10226 dargestellt sind, weil, während die Lotperlen 10226 innerhalb des Package-auf-Package-Aspekts sind und sehr klein sein und sehr eng beabstandet sein können, die Lotperlen 10213, 10215 gemäß einigen Aspekten Verbindungen „zu der Außenwelt“ sind.

[0598]  Beispielsweise kann die Platine, auf die das Package 10200 mit Hilfe der Lotperlen 10213, 10215 ferner gelötet ist, die Host-Platine für ein Telefon, ein Tablet, eine mobile Vorrichtung oder ein anderes Endbenutzer-Equipment gemäß einigen Aspekten sein. Ein primärer Unterschied zwischen den Fig. 100A und Fig. 102 ist, dass die Diee von Fig. 102 durch eine Gussmasse ummantelt sind, die die Konfiguration der Diee innerhalb des Substrats schützt und verfestigt.

[0599]  Der Vorteil des eingegossenen Aspekts ist, dass die eingebetteten Diee in dem nicht eingegossenen Substrat von Fig. 100A schwierig mit hohem Volumen herstellbar sind. Eine Konfiguration mit eingegossenem Substrat ist mit Herstellung mit hohem Volumen aufgrund, wie vorstehend diskutiert, des verbesserten Ausstoßes besser kompatibel, da die individuellen Diee in ihren jeweiligen Packages geprüft werden können, bevor sie gestapelt werden.

[0600]  Zusätzlich können in einer eingegossenen Konfiguration Komponenten wie 10212, 10214 leicht innerhalb des eingegossenen Substrats konfiguriert werden. Der verwirklichte Die von Fig. 100A ist häufig spezifisch für das Einbetten nur eines einzelnen Dies gemäß einigen Aspekten.

[0601]  Ferner ermöglicht die eingegossene Konfiguration viel mehr dichte Schichten als die nicht eingegossene Konfiguration. In dem eingebetteten Die von Fig. 100A ist jede Komponente als ein System verbunden. Falls ein Teil, wie z. B. ein Vias, ausfällt, fällt das gesamte System innerhalb des Substrats aus.

[0602]  In der eingegossenen Konfiguration von Fig. 102 kann andererseits das Substrat selbst separat hergestellt werden, die Schichten, die die Diee verbinden, können separat verbunden sein, und das System wird bis zu dem letzten Schritt nicht miteinander verbunden, wobei der letzte Schritt das Zusammenlöten aller Teile sein kann. In dem Aspekt von Fig. 100A befindet sich intern kein Lötmetall, wobei das System Kupfer-Vias aufweist, von denen die meisten oder alle gleichzeitig zusammengefügt werden können. Anders ausgedrückt unterscheidet sich der Prozess zum Aufbauen einer eingegossenen gestapelten Baugruppe sehr von dem Aufbauen einer nicht eingegossenen Baugruppe.

[0603]  Stifte sind auf die untere Schicht der oberen Baugruppe platziert oder beschichtet, und diese können zu einem großen Seitenverhältnis und sehr kleinen Durchmessern beschichtet sein. Dann werden der obere und der untere Die unter Verwendung von Löten oder thermo-mechanischer Kompression verbunden. Die Gussmasse kann flüssig ein, wird eingespritzt und fließt dann und bedeckt die Lücken. Das ist ein Prozess mit höherer Dichte und größerem Ausstoß als für eine nicht eingegossene Baugruppe.

[0604]  Fig. 103 ist eine Seitenansicht eines eingegossenen Package-auf-Package-Die-Funksystems, die zusätzliche Einzelheiten zeigt, gemäß einigen Aspekten. Die Ebenen A bis G enthalten in einigen Aspekten Technologien individueller Komponenten, die in Tabelle 1 angegeben sind. Tabelle 1

Ebene Bemerkung
A SIPS / Verbindungselemente / SMT-Antennen/aufgedruckte Antennen / Abschirmungen / konform eingegossen/teilweise eingegossen / teilweise abgeschirmt
B 2L~6L kernlose oder kernbasierte Substrate oder RDL-Schichten oben auf dem Die
C Gussmasse mit Vias und Gräben
D Die und SMT-Komponenten
E 2L-6L kernlose Substrate oder kernbasiert oder RDL-Schichten
F Lötmetall oder Epoxid
G Antennenplatine und SMT-Komponenten
H Gestapelte Baugruppe und gestapelte Dipole und Monopole, oben, unten

[0605]  In Fig. 103 kann das Element 10326 ein Verbindungselement einer Signalquelle außerhalb des Packages sein. Außerdem ist das Antennenelement oder die Antennengruppe 10324 dargestellt, die gegebenenfalls eine Antenne oder Gruppe in Art einer oberflächenmontierten Vorrichtung sein kann. Die Antennenelemente weisen das Vias 10322 auf, die durch den Die 10306 mit Hilfe geeigneter der dargestellten horizontalen leitfähigen Substratschichten wie z. B. 10329 gespeist wird. Der Die und die Vias, die nachstehend diskutiert sind, können durch die Gussmasse 10332 eingekapselt sein. Leiterbahnen oder horizontale Schichten 10329 können mit dem Die 10306 (Verbindung nicht gezeigt) zum Speisen der Antenne oder Antennengruppe 10324 verbunden sein, ebenfalls wie nachstehend genauer diskutiert ist.

[0606]  Wie vorstehend erwähnt kann die SMD Teil einer Gruppe von Antennenelementen wie z. B. 10332 sein, mit Blick in die Zeichenebene der Zeichnung, gemäß einigen Aspekten. Die Dichte der horizontalen leitfähigen Ebenen und vertikalen Vias, die nachstehend diskutiert sind, ermöglicht die Verbindung des Dies zu dem Via 10332, die in einigen Aspekten effektiv eine oberflächenmontierte Vorrichtung 10324 im Wesentlichen zu einer vertikalen Patchantenne macht. Das Via 10332, die den Teil innerhalb der SMD 10324 aufweist, stellt zusammen die gewünschte Länge für Resonanzzwecke bereit. In einigen Aspekten kann die Via 10322 ein Anteil der Antennenlänge sein, die für die Arbeitsfrequenz benötigt wird, und der Rest der benötigten Länge kann eine Leiterbahn (nicht gezeigt) sein, die oben auf der SMD 10324 konfiguriert ist. Der benötigte Kontakt kann in einigen Aspekten durch Verwendung von Löten erreicht werden. Infolgedessen stellen die Antennen 10332 und auch 10318, 10320, die nachstehend diskutiert sind, eine vorteilhafte Verwendung der z-Höhe des Packages als Teil einer Antenne oder Antennengruppe dar.

[0607]  Eine einfach herzustellende Implementierung ist ein vertikaler Monopol oder Dipol auf oder innerhalb der SMD. Eine weitere Implementierung kann eine Patchantenne sein, die auf den Rändern der SMD und der Gussmasse, die vorstehend diskutiert worden sind, metallisiert ist. Die Verfügbarkeit solcher dichter horizontaler leitfähiger Schichten und Vias, wie sie in den Ebenen B und E dargestellt sind (die leitfähigen Schichten können sowohl horizontal zu der Figur als auch in die Zeichenebene der Zeichnung der Figur sein) ergibt die Flexibilität einer Vielzahl von Verbindungen, sowohl horizontal als auch vertikal (vertikal wie z. B. durch Vias in einigen Aspekten) und stellt die Fähigkeit bereit, eine vertikale Patchantenne, eine vertikal mäandernde Antenne, eine vertikale Spiralantenne und ähnliche Antennen gemäß einigen Aspekten zu konfigurieren.

[0608]  Die Antennenelemente (oder Antennengruppen mit Blick in die Zeichenebene der Zeichnung) 10318, 10320 können in einigen Aspekten auf oder innerhalb einer SMD 10324 konfiguriert sein und ein Guss-Via 10322 aufweisen. Mehrere solche Guss-Vias sind in der Zeichnung dargestellt, von denen nur eine benannt ist, hier als 10325. In Fig. 103 kann das Element 1ß325 eine Lotperle oder ein anderes leitfähiges Element sein, wie z. B. ein metallisierter Stift, den die Gussmasse um die Konfiguration füllt. Das Via 10325 kann Teil eines Antennenelements sein, wie z. B. die verbundenen Vias 10321, 10323, 10325, 10327, wobei das Via 10321 innerhalb der SMD 10320 ist und in einigen Aspekten eine Leiterbahn im Wesentlichen senkrecht zu den Vias 10321, 10323, 10325, 10327 aufweisen kann, abhängig von der Notwendigkeit zusätzlicher Antennenlänge für Resonanzzwecke.

[0609]  Die Antenne(n) können durch eine horizontale leitfähige Schicht 10331 mit dem Die 10306 verbunden sein (die Verbindung ist nicht gezeigt, in der Praxis kann jedoch 10331 eine Verbindung zu dem Die 10306 sein). Diskrete Elemente 10328 können in einigen Aspekten enthalten sein und können durch die Abschirmung 10330 gegen RFI/EMI abgeschirmt sein. Die Antennen oder Antennengruppe 10318 sind ähnlich oder gleich den bei 10320 gezeigten und können mit dem Die auf eine Weise ähnlich der für 10320 diskutierten verbunden sein. Ähnlich sind die Elemente 10318A, 10320A SMD-Antennen ähnlich 10318, 10320 und können durch den Die 10306 auf ähnliche Weise wie die SMD-Antennen 10318, 10320 gespeist werden. In einigen Aspekten können die Elemente 10318, 10320, 10324 auf Antennenplatinen (nicht gezeigt) als Antennengruppen konfiguriert sein mit Blick in die Zeichenebene der Figur. Die gleiche Situation kann für die SMDs 10318A, 10320A gelten. Infolgedessen weisen die Kombinationsebenen B, C und E von Fig. 103 und die Antennenplatinen, auf denen 10318, 10320, 10324 konfiguriert sind, in Übereinstimmung mit dem diskutierten Aspekt eine Package-auf-Package-Konfiguration auf. In einigen Aspekten können sich die vorstehenden Antennenelemente gegebenenfalls durch die relevante der Antennenplatinen in die oder durch die SMD 10318, 10320, 10324, or 10318', 10320', 10324' fortsetzen.

[0610]  Fig. 104 ist eine Seitenansicht eines eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems, das neu verteilte Schichten verwendet, gemäß einigen Aspekten. Das Substrat 10400 weist die alphabetisch geordneten Ebenen A bis F auf, von denen jede das Material und/oder die Komponenten aufweisen kann, die nachstehend in Tabelle 2 angegeben sind, von denen einige oder alle in den verschiedenen Aspekten sein können, gemäß der vorhandenen Konstruktion. Tabelle 2

Ebene Bemerkung
A SIPS / Verbindungselemente / SMT Antennen / aufgedruckte Antennen /Abschirmungen / konform eingegossen / teilweise eingegossen / teilweise abgeschirmt
B Ebenen 2L~6L kernlos
C Gussmasse mit Vias und Gräben
D Die und SMT-Komponenten + Umverteilungsschicht (RDL) auf der Oberseite und RDL auf der Unterseite (nur RDL auf der Unterseite und oberhalb gezeigt).
E Lötverbindungen
F Antenne und BGA und SMT-Komponenten
G Gestapelte Baugruppe und gestapelte Dipole und Monopole

[0611]  Das Substrat 10400 weist wenigstens einen eingebetteten Die 10406 in Ebene D auf, die das Package auf Waferebene sein kann, mit sehr dünnen leitfähigen Schichten zum Umverteilen der Signale von dem Die zu mehreren Packages in einigen Aspekten. Solche sehr dünnen leitfähigen Schichten, die zur Umverteilung verwendet werden, können als Umverteilungsschichten (RDL) bezeichnet sein. Ferner können, beispielsweise oben auf dem Substrat 10419, eine oder mehrere Antennen auf oder innerhalb einer oder mehrerer oberflächenmontierten Vorrichtungen wie z. B. 10416 sein und sowohl von dem Die 10406 über die Verbindungen 10421, 10423, 10425 und Vias (nicht gezeigt), die in dem Substrat verfügbar sind, wie vorstehend diskutiert, als auch durch die RDLs, die in einigen Aspekten mit solchen Vias verbunden sein können, gespeist werden.

[0612]  Der Die 10406 kann durch die Gussmasse 10418 eingekapselt sein, beispielsweise durch einen Fließprozess wie vorstehend diskutiert. Verschiedene Antennen können auf oder innerhalb der Ebene A sein, wie vorstehend mit Bezug auf andere Figuren diskutiert ist. Die Ebene A kann außerdem für SIPs verwendet werden, um zu einem Package-auf-Package-System zu führen, gemäß einigen Aspekten. Ferner können diskrete Komponenten 10428 auf oder innerhalb der Ebene A sein und können durch die Abschirmung 10430 gegen RFI/EMI abgeschirmt sein, wie es gewünscht sein kann, in einigen Aspekten. Andere Komponenten wie z. B. 10432 können keine Abschirmung erfordern und können außerhalb irgendeiner Abschirmung sein, die in einem Aspekt bereitgestellt sein kann.

[0613]  Zusätzlich sind Umverteilungsschichten (RDL), die Verbindungen an unterschiedlichen Schichten verfügbar machen, in der Figur zu sehen. Zwei der RDLs sind bei 10407, 10409 dargestellt, sie können in einigen Aspekten jedoch, wie Tabelle 2 angibt, an der Oberseite und Unterseite von Schicht D sein und in der gewünschten Anzahl vorhanden sein. Horizontale Schichten wie z. B. 10415 sind in der Gussebene D mit sehr hoher Dichte zu sehen und können in einigen Aspekten, wie vorstehend erläutert, zusätzliche Konnektivität zwischen den Schichten und Konnektivität mit dem Die 10406 bereitstellen.

[0614]  Ferner können die RDLs vertikale Konnektivität zwischen horizontalen Schichten wie bei 10413-10413' bereitstellen, wobei 10413 eine vertikale Verbindung der RDL ist. In diesem Zusammenhang ermöglicht der Aspekt das Platzieren leitfähiger horizontaler Schichten wie z. B. 10413' in der Gussmasse mit sehr hoher Dichte.

[0615]  Die RDLs können in einigen Aspekten direkt auf den Silizium-Die aufgedruckt sein wie beispielsweise bei 10410 gezeigt ist, was sie zu einer ultrahohen Dichte zur Umverteilung von Signalen aus dem Die 10306 zu Antennen oder Antennengruppen macht. In der hier beschriebenen RDL-Konfiguration müssen keine Höcker aus Lotperlen-Vias wie z. B. 10325 von Fig. 103 sein. Der Die 10406 wird unverändert gelassen, und die RDLs werden zur Signalverteilung verwendet, was einen Hauptvorteil bereitstellt.

[0616]  Die Umverteilungsschichten können unter Verwendung von Polymer und Material, das rotationsbeschichtet ist, aufeinander hergestellt werden und sind sehr dünn. Das ermöglicht Vias mit sehr kleinem Abstand und sehr dünnen Viadurchmessern. Die RDLs wie z. B. 10407, 10409 können in einigen Aspekten über Löt-LGA/VGA-Kontaktstellen oder andere Lötkontakte 10440, 10442, ... , 10440 an die Antennenplatine 10412 gelötet sein. Die Antennenplatine 10412 kann Teil eines weiteren Substrats sein und ist auf dem Substrat 10400 in einer Package-auf-Package-Konfiguration gestapelt und physikalisch damit verbunden. Obwohl keine Antennen auf der Antennenplatine 10412 dargestellt sind, können solche Antennen ähnlich den Antennen auf dem Package 10007 von Fig. 100A und den Antennen 10216', 10218', 10220' von Fig. 102 und den Antennen anderer Figuren sein.

[0617]  Fig. 105 ist eine Seitenansicht des eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems mit Aussparungen in den eingegossenen Schichten, um Höhe in der z-Richtung zu gewinnen, gemäß einigen Aspekten. Das Substrat 10500 von Fig. 105 ist ähnlich dem Package 10200 von Fig. 102.

[0618]  In einigen Aspekten können die Materialien 10501, 10503, 10505 gleich oder ähnlich den Materialien 10201, 10203, 10205 in Fig. 102 sein. Die Antennen 10516, 10516', 10516" und diskreten Komponenten 10528, 10528' können auf oder innerhalb einer ersten parallelen Schicht der Schicht 10501 sein, die eine Substratschicht sein kann. Ähnlich können Antennen und diskrete Komponenten auf oder innerhalb einer dritten parallelen Schicht 10505, die eine Substratschicht sein kann, konfiguriert sein. In einigen Aspekten kann das SIP 10521 in physikalischem Kontakt mit der Ebene 10505 und mit ihr verbunden sein, wobei die Kombination der Ebenen 10501, 10503, 10505 und des SIP 10521 eine Package-auf-Package-Konfiguration aufweisen.

[0619]  Dicht gepackte leitfähige horizontale Schichten, von denen zwei Schichten als 10510, 10512 benannt sind, können in den Schichten 10501, 10505 konfiguriert sein. Anders als in Fig. 102 können gemäß einigen Aspekten jedoch keine oder wenige leitfähige horizontale Schichten in der Gussschicht 10503 sein. Fig. 105 stellt ein Verbindungselement 10526 dar, das in einigen Aspekten in einer Aussparung 10527 in dem Material 10501 platziert sein kann, um die z-Höhe anzupassen, wie es in einigen Aspekten erforderlich sein kann. Fig. 105 stellt einen einzelnen Diee 10506 anstelle mehrerer Diee 10206, 10208 in Fig. 102 gemäß dem diskutierten Aspekt dar. Normale Fachleute würden erkennen, dass einige der oder alle Komponenten von Fig. 102 und Fig. 105 in jedem gegebenen Aspekt gemäß den Anforderungen der gewünschten Lösung vorhanden sein können und dass einige Aspekte mehrere eingebettete Diee aufweisen können. Die Gussmasse 10524 kann den Die 10506 und die Vias 10514 einkapseln. Keine oder wenige horizontale Verbindungsschichten sind in der Gussmasse vorhanden. Die Verbindung kann durch RDLs sein (in Fig. 105 nicht gezeigt, jedoch in einigen Aspekten wie in Fig. 103 gezeigt).

[0620]  Fig. 106 ist eine Seitenansicht des eingegossenen gestapelten eingebetteten Package-auf-Package-Die-Funksystems. Wie vorstehend diskutiert können Vias wie z. B. 10606 den Die als ein Graben umgeben und eine Abschirmung durch einen Faraday-Käfig bereitstellen. Falls zusätzliche Abschirmung erwünscht ist oder falls Vias nicht in einer ausreichend dichten Form verfügbar sind, kann gemäß einigen Aspekten eine mechanische Abschirmung 10602 zur RFI/EMI-Abschirmung und zur Wärmeverteilung enthalten sein. Das eingegossene Substrat 10600 von Fig. 106 weist die Gussmasse 10624 und Materialien 10601, 10603, 10605 auf, die ähnlich oder gleich den Materialien 10501, 10503, 10505 von Fig. 105 sind. Die mechanische Abschirmung 10602 kann gemäß einigen Aspekten an das Package gelötet sein. Die gelötete Abschirmung stellt die Fähigkeit zum Löten innerhalb des Kerns des Substrats dar, der schließlich in eine Gussmasse eingekapselt wird, wobei die Lötfunktion eine Funktion ist, die zur Massenherstellung in einer nicht eingegossenen Abschirmung schwierig ist. Der Die 10606 ist gemäß einigen Aspekten durch Lotperlen 10608 an die „Dach“-Oberfläche des Volumens 10603 gelötet, das schließlich durch ein Gussmaterial eingekapselt wird.

[0621]  Fig. 107 ist eine perspektivische Ansicht eines gestapelten ultradünnen Systems in einem Baugruppen-Funksystems mit seitlich platzierten Antennen oder Antennengruppen gemäß einigen Aspekten. Geschätzte Parameter eines Aspekts des Systems von Fig. 107 sind in der nachstehenden Tabelle 3 für einige Aspekte zu sehen. Tabelle 3

2-seitige Strahlung
  PCB-Fläche= 50 mm2
  Z-Höhe = 1,25 mm
  Z-Höhe Durchbruch
  4L-6L BT PCB
  300 um SMT-Antennen auf OBEN und UNTEN
  CU-Säule oder gelöteter Höcker
  Reduzieren der Z-Höhe ist eine Funktion von:
  o BOM-Auswahl (einschließlich des RF-Verbindungselements)
  o PCB-Dicke (200 um → 4L)
  o Si-Dicke (100 um → Sicher zur Integration)
  o Mechanische Abschirmung (geringes Risiko)
  o Verwenden von A.FL-Verbindungselement falls IR-Abfall besser ist und kein Nachteil
  o Thermisch niedrig
  Anzahl der Antennenelemente:
  o oben
  o unten
  o Seiten

[0622]  In Fig. 107 enthält das Package 10700 eine ultradünne Anwendung, die einen abgeschirmten Die 10706 aufweist, der durch die mechanische Abschirmung 10709 unterhalb des Substrats 10701, 10703, 10705, das manchmal als kernloses Substrat bezeichnet ist, abgeschirmt ist. In einigen Aspekten verwenden kernlose Substrate nur PrePregs, die während der Herstellung auf einem Opfermaterial laminiert sind. Somit ist die Steifheit wegen eines starren Opfermaterials vorhanden. In kernbasierten Substraten, die vorstehend diskutiert sind, stellt der Kern (der kein Opfermaterial ist) die Steifheit bereit und ist somit dicker.

[0623]  Wie es hier verwendet ist, bedeutet „kernlos“ ein sehr dünnes Substrat, anders als ein Kern (der ein viel dickeres Substrat aufweist). Das Material 10701, 10703, 10705 kann Schichten eines kernlosen oder kernbasierten Substrats bilden. Das Material 10704 ist dicker, weil Antennen mehr Volumen zum Funktionieren benötigen. In einigen Aspekten können die Materialien 10701, 10703, 10705 gemäß einigen Aspekten ultradünne PrePregs sein.

[0624]  Ein Package 10700 kann ferner das Verbindungselement 10707 und die Komponenten 10710 aufweisen, die in einigen Aspekten durch die mechanische Abschirmung 10708 abgeschirmt sind. Die Elemente auf der Oberseite und der Unterseite des Substrats nehmen den größten Teil der Z-Abmessung und der X-Abmessung ein, so dass in dem diskutierten Aspekt wenig Raum für die Platzierung von Antennen vorhanden ist. Infolgedessen können sich die Antennen gemäß einigen Aspekten seitlich wie bei 10702 auf beiden Seiten des Substrats befinden unter Verwendung von Antennenplatinen 10704, 10704', die gemäß einigen Aspekten oberflächenmontierte Vorrichtungen sein können.

[0625]  Die Antennen können eine Antennengruppe, die die Antennenelemente 10714-10714', 10716-10716' und 10718-10718' aufweist, die auf der SMD 10704 oberhalb des Substrats konfiguriert sind, und Antenne eine Antennengruppe, die die Antennenelemente 10722-10722', 10724-10724' und 10726-10726' aufweist, die auf der SMD 10704' unterhalb des Substrats befindet, sein. Das Platzieren der Antennen benachbart einem ultradünnen Substrat stellt zusätzlichen Raum für X-Y- und Z-Abmessungen bereit, was das Volumen erhöht, was zu besserer Bandbreite und Verstärkung und weniger Verlust führt, wie vorstehend diskutiert ist.

[0626]  Obwohl 2x4-Gruppen dargestellt sind, würden normale Fachleute verstehen, dass eine NxM-Gruppe auf der Oberseite, der Unterseite oder den Seiten des Substrats konfiguriert sein kann, gemäß der gewünschten Lösung. In einigen Aspekten kann, wenn sich Antennengruppen auf der Oberseite, der Unterseite und entlang der Seiten der SMD befinden, die Strahlungsrichtung in irgendeiner aus einer Anzahl von Richtungen abhängig von der algorithmischen Steuerung der Antennenfeuerung und der Antennenpolarität gesteuert werden.

[0627]  Beispiele einer ultradünnen Anwendung können Antennen sein, die für sehr dünne Bereiche, wie GOOGLE™ GLASS™, ein dünnes Headset, ein sehr dünnes Tablet und dergleichen benötigt werden, wobei das verfügbare Grundstück so dünn sein kann, dass es sehr unwahrscheinlich sein kann, dass das verfügbare Grundstück für Antennen verwendet wird. In einer solchen Umgebung könnten die Antennen benachbart dem Package platziert sein, wie vorstehend diskutiert, und könnten eine ungerichtete Antenne ergeben, nicht nur aufgrund des Antennentyps oder der Platzierung, sondern auch wegen der Feuerfolge der Antennen.

[0628]  Die Antennen und die Gruppen würden durch den Die 10706 gespeist, und ein zusätzlicher Vorteil des ultradünnen kernlosen Substrats ist, dass für dünnere Materialien Leitungen und Vias mit höherer Dichte verwendet werden können (aufgrund von Platzbeschränkungen nicht gezeigt), wie vorstehend dargestellt und diskutiert. Beispielsweise erfordern dicke Materialien normalerweise ein größeres Via wegen der Dicke, die durchquert werden muss, wie durch die Vias 10020 und 10022 von Fig. 100A und die Vias 10219, 10219' von Fig. 102 zu sehen ist. Andererseits können Vias mit einem Durchmesser nahezu in der Größe eines Haars in ultradünnen kernlosen Substraten wegen der viel kürzeren Abstände, die von dem Via durchquert werden müssen, ausgeführt werden.

[0629]  Die Fig. 108A bis Fig. 108C stellen eine eingebettete Die-Baugruppe gemäß einigen Aspekten dar. Wenn an Wi-Fi-Frequenzen wie z. B. Frequenzbändern bei 2,4 GHz, 3,6 GHz, 4,8 GHz, 5 GHz und 5,9 GHz gearbeitet wird, werden die Abmessungen des Dies, der Speiseleitungen und Antennen viel größer sein als wenn in WiGig- oder 5G-mmWellen-Frequenzbändern in den vorstehend diskutierten sechzig-GHz- oder anderen WiGig-Bereichen gearbeitet wird. Leistungsverluste, die durch die Abmessungen oder Speiseleitungen an Wi-Fi-Frequenzen erhalten werden, werden sehr wesentlich größer, und in einigen Aspekten im Grunde nicht tolerierbar, wenn an WiGig- oder 5G-mmWellen-Frequenzen gearbeitet wird.

[0630]  Infolgedessen kann das Reduzieren der Größe des Dies im Wesentlichen durch Integrieren primär nur der elektronischen Funktionen, die für eine kleine Gruppe „dedizierter“ Antennengruppen, die sehr nahe an dem Die mit reduzierter Funktion angeordnet sind, benötigt werden, in den Die zu sehr kurzen Speiseleitungsverbindungen und damit weniger Leistungsverlust führen. Mit anderen Worten würden die Größe und Form des Dies primär nach der Anzahl und der Anforderungen für elektronische Signale dedizierter Antennen, die der Die bedient, eingestellt. In einigen Aspekten können die Anforderungen für elektronische Signale Signale an einer oder mehreren Polaritäten, Signale in einem oder mehreren Frequenzbereichen, Signale mit einer oder mehreren Amplituden oder Signale mit einer gegebenen Leistung unter anderen Signalparametern enthalten.

[0631]  Wie erwähnt ermöglicht diese reduzierte Funktion die Reduktion der Größe des Dies, was wiederum ermöglicht, dass der Die sehr, sehr nahe an der dedizierten Antenne oder Gruppe von Antennen, die diese elektronischen Signale verwenden, platziert sein kann. Das führt zu kürzerem Verlauf der Speiseleitung und entsprechend geringerem Leistungsverlust. In einigen Aspekten wird ein großer Die auf eine Reihe sehr kleiner Diee reduziert, von denen jeder dann eine dedizierte Antenne oder dedizierte Antennengruppe auf der Oberseite und/oder Unterseite eines Substrats speist, was zu sehr nahen und deshalb sehr kurzen Verbindungen mit geringem Verlust führt. In einigen Aspekten kann das durch Einbetten des Dies in ein Substrat an einem Ort des Substrats, der physikalisch sehr nahe den Antennengruppen ist, die die begrenzte elektronische Funktion des Dies verwenden, erledigt werden.

[0632]  Ein solcher Aspekt ist in Fig. 108A zu sehen, wobei gemäß einigen Aspekten mehrere Diee in ein Substrat oberhalb und unterhalb der Antennen, die die jeweiligen Funktionen der speziellen Diee verwenden, eingebettet sind. In Fig. 108A sind gemäß einigen Aspekten der Die 10809 und zugeordnete diskrete Komponenten wie z. B. bei 10810 in das Package 10801 eingebettet. Die Antennen 10803 und 10811 sind an der Oberseite und der Unterseite des Substrats 10801 insoweit konfiguriert, als die Antennen in einer geeigneten Richtung senden müssen, abhängig von der Orientierung der mobilen Vorrichtung, in der sich das Package befindet.

[0633]  Wegen der Nähe des Dies und der Antennen verbinden sehr kurze Speisemechanismen (in dieser Figur nicht gezeigt) den Die und die Antennen 10803 und 10811 miteinander. Ferner kann, falls es die Platzbedingungen erfordern, ein Die konfiguriert sein, Antennen (oder Antennengruppen) auf einer Seite des Substrats zu speisen, während ein zweiter Die konfiguriert sein kann, zweite Antennen (oder Antennengruppen) auf der anderen Seite des Substrats zu speisen, und die zwei Mengen von Antennen oder Antennengruppen können durch ein geeignetes Steuerprogramm algorithmisch angesteuert werden.

[0634]  Beispielsweise kann in Fig. 108A der Die 10809 die Antenne(m) 10803 ansteuern, während der Die 10809' die Antenne(n) 10811' ansteuern kann in einem algorithmisch gesteuerten Programm, durch das die Antenne(n) 10803 und 10811' in einer gewünschten Reihenfolge oder Polarisation oder Richtung feuern. Anders ausgedrückt kann ein großer Die in mehrere kleinere Diee konfiguriert sein, um Antenne(n) zu steuern, die nahe an den mehreren kleineren Dieen verbunden und programmiert sind, in irgendeiner gewünschten Reihenfolge zu feuern, um die Anforderungen der vorhandenen Konstruktion zu erfüllen.

[0635]  Die Elemente 10813, 10813' können Kontakte wie z. B. Lotperlen, Vias, Schmelzperlen oder andere Kontakte sein, die dicht beabstandet und konfiguriert sind, einen Faraday-Käfig zur RFI/EMI-Abschirmung von Dieen zu bilden, wie z. B. vorstehend diskutiert ist. Andere Formen der Abschirmung können ebenfalls verwendet sein, wie z. B. Vias oder sogar ein Graben, der mit leitfähigen Materialien beschichtet worden ist, um eine Abschirmung rund um den Die und die zugeordneten Komponenten bereitzustellen.

[0636]  Diese Kombination aus dem abgeschirmten Die und den zugeordneten Komponenten, die innerhalb des Substrats 10801 eingebettet sind, und dedizierten Antennen 10803, 10819 weist eine Kombination 10801-1 aus eingebettetem Die und dedizierter Antennen auf. Es können mehrere solche Kombinationen 10801-1, 10801-2, 10801-3, ... , 10801-N aus eingebettetem Die und dedizierten Antennen vorhanden sein..

[0637]  In Fig. 108A ist N gleich vier, es kann jedoch irgendeine geeignete Anzahl solcher Kombinationen in dem Package implementiert sein, um ein Teilsystem 10800 mit mehreren eingebetteten Dieen zu bilden, das in einigen Aspekten nur eine einzige Baugruppe aufweist. In anderen Aspekten können mehrere Packages gestapelt sein, wie vorstehend mit Bezug auf Package-auf-Package-Aspekte diskutiert ist. Jeder dieser Diee würde miteinander über algorithmische Steuerung kommunizieren, um zu bestimmen, welche Antenne oder Antennengruppe zu einer gegebenen Zeit feuert, abhängig von der Orientierung der mobilen Vorrichtung und gegebenenfalls der gewünschten Polarisation oder Diversity. In anderen Aspekten ist das Konzept der Diee mit reduzierter Größe, reduzierter Funktion und auf eine Antenne beschränkt (auf eine Antenne beschränkt in dem Sinn, dass nur (eine) dedizierte Antenne oder Antennen versorgt werden, die sehr nahe an dem Die ist/sind) nicht auf einen eingebetteten Die wie in dem hier diskutierten Aspekt beschränkt, sondern kann auch in Aspekten, die gestapelte Packages des vorstehend diskutierten Typs verwenden, implementiert sein.

[0638]  Fig. 108B stellt bei 10802 allgemein eine Draufsicht von N dedizierten Antennengruppen 10801'-1, 10801'-2, 10801'-3, 10801'-N, die oben auf dem Package 10801 von Fig. 108A konfiguriert sind, wobei N = 4 ist, gemäß einigen Aspekten dar. Die Antennengruppe 10803A-19803B weist die dedizierte Antennengruppe 10802-1 auf, die eine Antennengruppe darstellt, die ein Teil der Kombination 10801-1 aus eingebettetem Die und dedizierten Antennen von Fig. 108A sein kann. Fig. 108C stellt bei 10804 allgemein eine Unteransicht von N dedizierten 2x4-Antennengruppen, die auf der Unterseite der Oberfläche 10819 von Fig. 108A konfiguriert sind, gemäß einigen Aspekten dar.

[0639]  Obwohl ein Aspekt, bei dem eine Kombination aus eingebettetem Die und dedizierten Antennen wie z. B. 10801-1 mit zwei Antennen oder Antennengruppen dargestellt und beschrieben worden ist, können in anderen Aspekten andere Kombinationen implementiert sein. Beispielsweise könnte ein einzelner Die mehr als zwei dedizierte Antennen oder Antennengruppen speisen, und der Die wäre dann dementsprechend elektronisch konfiguriert. In solchen Fällen würde der dedizierte Die immer noch in großer Nähe zu den dedizierten Antennen wie praktisch möglich bleiben, um zu ermöglichen, dass die Antennen mit sehr kurzen Speiseleitungen gespeist werden.

[0640]  Ferner ist es wichtig zu verstehen, dass der Leistungsverlust vor dem rauscharmen Verstärker (LNA) des Empfängers des Dies oder nach dem Leistungsverstärker (PA) des Senders des Dies ein erheblicher Verlust ist. Um davor zu schützen werden die Verbindungen zu der Antenne allgemein sehr kurz gehalten. Mit anderen Worten hat der Verlust innerhalb des Dies nicht einen so großen negativen Effekt auf das System wie der Verlust nachdem die RF-Kette den PA des Sendeempfängers des Dies verlässt oder bevor die RF-Kette durch den LNA des Sendeempfängers des Dies verstärkt wird, weil der Verlust in diesen letzteren Fällen (nach dem PA und vor dem LNA) einen erheblichen negativen Effekt auf das Signal/Rausch-Verhältnis des Gesamtsystems haben kann. Somit sind sehr kurze Verbindungen zwischen dem Die und den Antennen kritisch, was zu den hier beschriebenen Aspekten mit eingebettetem Die und dedizierter Antenne führt. Somit stellen die beschriebenen Aspekte den räumlichen Ort des Dies in unmittelbarer Nähe zu der/den Antenne(n) bereit.

[0641]  Ein wichtiger Vorteil gestapelter Packages und des Stapelns von Komponenten aufeinander ist es zu ermöglichen, dass mehrere Funkeinrichtungen und mehrere Systeme aufeinander gestapelt werden können. In einigen Aspekten können die Antennen mit einer Funkeinrichtung in einem Wi-Fi-System, das innerhalb eines Wi-Fi-Frequenzbands arbeitet, gekoppelt sein, und andere Antennen in derselben oder einer andere Baugruppe der Konfiguration mit gestapelter Baugruppe können mit einer Funkeinrichtung in einem drahtlosen mmWellen-Gigabit- (WiGig-) System gekoppelt sein, wobei derselbe Die in einigen Aspekten eine Wi-Fi-Systemkonfiguration und eine mmWellen-WiGig-Systemkonfiguration aufweist.

[0642]  In einigen Aspekten kann der Die tatsächlich mehrere Diee aufweisen, beispielsweise einen ersten Die, der für Wi-Fi-Betrieb konfiguriert ist und mit einer ersten Gruppe von Antennen verbunden ist, und einen zweiten Die, der für mmWellen-WiGig-Betrieb konfiguriert ist und mit einer zweite Gruppe von Antennen verbunden ist. Wie vorstehend erwähnt können die Diee in derselben Baugruppe einer Package-auf-Package-Konfiguration oder in unterschiedlichen Packages in einer Package-auf-Package-Konfiguration sein. Ferner kann, falls Antennengruppen wie z. B. Patchelemente wegen der Überlagerung von Antennenelementen in einer Package-auf-Package-Konfiguration einander gegenüber liegen und falls die Antennen so gesteuert werden, dass sie gemeinsam feuern, die Strahlung in dem Querstrahlungs-Betrieb seitlich sein. Ferner noch kann in einigen Aspekten das Feuern der Antennengruppen auf entgegengesetzten Seiten des Packages algorithmisch gesteuert werden, um in entgegengesetzten Richtungen zu feuern, selbst in einer Winkel-Opposition von einhundertachtzig Grad (1800); und in einigen Aspekten kann das Feuern der Antennengruppen auf entgegengesetzten Seiten des Packages algorithmisch so gesteuert werden, dass sie in der gleichen Richtung feuern.

[0643]  Die großen Bandbreiten, die in dem mmWellen-Band verfügbar sind, sind von besonderem Interesse für Anwendungen wie z. B. drahtlosen Rücktransport, der eine Datenrate von Gigabits pro Sekunde erfordert. Die „Federal Communications Commission“ (FCC) hat kürzlich das 64 GHz- bis 71 GHz-Spektrum für 5G-Anwendungsfälle geöffnet und ermöglicht so die Verwendung von bis zu sechs Frequenzkanälen mit jeweils einer Bandbreite von 2,16 GHz. Folglich muss die Antenne, die die Schnittstelle von dem Funk-Frontend zu der Luftschnittstelle bildet, über eine große Frequenzbandbreite arbeiten.

[0644]  Um Herausforderungen zu adressieren, die bei der Konstruktion aufgedruckter Antennengruppen, die große Bandbreiten aufweisen, existieren, können dickere Substrate in Kombination mit gestapelten Resonatoren verwendet werden, um die Bandbreite spezieller aufgedruckter Antennen zu verbreitern. In einigen Aspekten können gestapelte Patchantennen verwendet werden, um die Antennenbandbreite zu erhöhen. Insbesondere können zwei vertikal gestapelte Patchantennen (oder Patches) als gekoppelte Resonatoren agieren, wobei die Kopplung zwischen den zwei Resonatoren gesteuert werden kann, um die Impedanzbandbreite der Antenne anzupassen.

[0645]  Die Kopplung kann unter Verwendung verschiedener Substratdicken gesteuert werden, um die Kopplung, die magnetischer Natur ist, zu steuern. Insbesondere kann eine Vergrößerung der Höhe zwischen den gestapelten Patches (was einer Erhöhung der Substratdicke äquivalent ist) zu breiterer Bandbreite führen. Obwohl ein dickeres Substrat zwischen gestapelten Resonatoren allgemein zu einer breiteren effektive Bandbreite eines Antennenelements führen kann, kann eine Vergrößerung der Substratdicke auch das Abtasten von Nullen in dem Gesichtsfeld einer aufgedruckten phasengesteuerten Gruppe hervorrufen. Hier beschriebene Aspekte adressieren solche Herausforderungen und enthalten eine Antenne mit gestapeltem Ringresonator (SRR) mit drei oder mehr kapazitiv gekoppelten Resonatoren, um die Antennenbandbreite zu erhöhen.

[0646]  Fig. 109 stellt ein Blockdiagramm einer Seitenansicht einer beispielhaften Antennenbaugruppenzelle mit gestapelten Ringresonatoren (SRR) gemäß einigen Aspekten dar. Die Antennenbaugruppenzelle kann in die Antennengruppenschaltung 330 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl die Antennenbaugruppenzelle nicht darauf eingeschränkt ist.

[0647]  Bezug nehmend auf Fig. 109 ist eine SRR-Antennenbaugruppe 10900 dargestellt, die auf einer mehrschichtigen PCB implementiert sein kann. Die SRR-Antennenbaugruppe 10900 kann eine erste metallisierte Schicht aufweisen, die eine Masseebene 10902 bilden kann. Die SRR-Antennenbaugruppe 10900 kann ferner eine zweite metallisierte Schicht aufweisen, die einen einzelnen Ringresonator 10906 bilden kann. Eine dritte metallisierte Schicht kann zusätzliche Ringresonatoren, wie z. B. die Ringresonatoren 10910 und 10912, bilden. Obwohl Fig. 109 zwei Ringresonatoren in der dritten metallisierten Schicht darstellt, ist die Offenbarung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt, und es kann eine andere Konfiguration von Ringresonatoren verwendet werden. Beispielsweise können vier Ringresonatoren in der dritten Schicht verwendet werden, wie in Fig. 111 dargestellt ist.

[0648]  In einigen Aspekten ist die Masseebenenschicht 10902 durch eine oder mehrere PCB-Schichten 10904 von dem einzelnen Resonator 10906 getrennt, und der einzelne Resonator 10906 ist durch eine oder mehrere zusätzliche PCB-Schichten 10908 von den Ringresonatoren 10910 und 10912 getrennt. In einigen Aspekten ist der einzelne Ringresonator 10906 mit den Ringresonatoren 10910 und 10912 kapazitiv gekoppelt, und die Ringresonatoren 10910 und 10912 können kapazitiv miteinander gekoppelt sein. In diesem Zusammenhang kann die Bandbreite der SRR-Antennenbaugruppe 10900 durch Ändern der kapazitiven Kopplung zwischen den Resonatorringen sowohl durch Anpassen der Dicke der PCB-Schichten 10904 und 10908 als auch durch Anpassen des Abstands zwischen den komplanaren Ringresonatoren 10910 und 10912 gesteuert werden.

[0649]  In einigen Aspekten können mehrere Antennenbaugruppen (wie z. B. die SRR-Antennenbaugruppe 10900) als Antennenzellen in einer Antennengruppe wie z. B. einer großen phasengesteuerten Millimeterwellen-Antennengruppe, wie in Fig. 114 dargestellt, verwendet werden.

[0650]  Fig. 110 stellt beispielhafte Ringresonatoren, die in einer oder mehreren Schichten der Antennenbaugruppenzelle von Fig. 109 verwendet werden können, gemäß einigen Aspekten dar. Die hier offenbarten Ringresonatoren können Teil einer Antennenbaugruppenzelle sein, wobei die Resonatoren eine oder mehrere Schichten der Antennenbaugruppe besetzen und Signale, die über die Antennenbaugruppenzelle empfangen oder gesendet werden, verstärken und/oder resonieren. Bezug nehmend auf Fig. 110 sind der einzelne Ringresonator 10906 der zweiten metallisierten Schicht der SRR-Antennenbaugruppe 10900 und die komplanaren kapazitiv gekoppelten Ringresonatoren 10910 und 10912 aus der dritten metallisierten Schicht der SRR-Antennenbaugruppe 10900 dargestellt. In einigen Aspekten kann die SRR-Antennenbaugruppe 10900 eine einzelne Speiseleitung an dem Antennenanschluss 11000 verwenden, die mit dem einzelnen Ringresonator 10906 gekoppelt sein kann, um eine einzelne lineare Polarisation zu erzeugen.

[0651]  Fig. 111 stellt beispielhafte Ringresonatoren mit mehreren Speiseleitungen, die unterschiedliche Polarisation verwenden, die in einer oder mehreren Schichten der Antennenbaugruppenzelle von Fig. 109 verwendet werden können, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 111 ist ein einzelner Ringresonator 11102 dargestellt, der in der zweiten metallisierten Schicht der SRR-Antennenbaugruppe 10900 verwendet werden kann. In einigen Aspekten kann die dritte metallisierte Schicht der SRR-Antennenbaugruppe 10900 mehrere komplanare gekoppelte Ringresonatoren 11104 aufweisen. Insbesondere können die mehrere Ringresonatoren 11104 die Ringresonatoren 11106, 11108, 11110 und 11112 aufweisen, die sowohl miteinander als auch mit dem einzelnen Ringresonator 11102 kapazitiv gekoppelt sein können.

[0652]  In einigen Aspekten kann die SRR-Antennenbaugruppe 10900 eine duale Speiseleitung verwenden, die die Antennenanschlüsse 11114 und 11116 an dem einzelnen Ringresonator 11102 speist, um zwei lineare orthogonale Polarisationen zu erzeugen. Wie in Fig. 111 zu sehen ist, kann der Antennenanschluss 11114 für eine horizontale Signalpolarisation verwendet werden, und die Antennenanschluss 11116 kann für eine vertikale Signalpolarisation verwendet werden.

[0653]  Fig. 112 stellt elektrische Feldlinien 11200 in der E-Ebene der SRR-Antenne von Fig. 109 gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 112 sind die elektrischen Leitungen 11200 dargestellt, die zwischen der ersten, der zweiten und der dritten metallisierten Schicht der SRR-Antennenbaugruppe 10900 gebildet sind. Insbesondere sind die elektrischen Feldlinien 11200 aufgrund der kapazitiven Kopplung zwischen der Masseebene 11202, dem einzelnen Ringresonator 11204 (auf der zweiten metallisierten Schicht) und den zwei komplanaren Ringresonatoren 11206 und 1208 gebildet. Fig. 112 stellt außerdem einen Antennenspeiseanschluss 11210 auf dem einzelnen Ringresonator 11204 dar.

[0654]  Fig. 113 ist eine grafische Repräsentation des Reflexionskoeffizienten und des auf der Mittelachse realisierten Gewinns der SRR-Antennenbaugruppenzelle von Fig. 109 gemäß einigen Aspekten. Insbesondere stellt Fig. 113 ein Diagramm 11302 des Reflexionskoeffizienten (das die Rückflussdämpfung angibt) und ein Diagramm 11304 der an der Mittelachse realisierten Verstärkung basierend auf einer simulierten Leistung der SRR-Antennentopologie von Fig. 111 dar. Wie in Fig. 113 zu sehen ist, erstreckt sich die 10 dB-Rückflussdämpfungsbandbreite von 55 GHz bis 74 GHz oder über eine Bandbreite von 19 GHz.

[0655]  Zusätzlich erstreckt sich die 3 dB an der Mittelachse realisierte Verstärkungsbandbreite von 54 GHz bis 69 GHz oder über eine Bandbreite von 15 GHz. Wie in Fig. 113 zu sehen ist, beginnt die Verstärkung an der Mittelachse oberhalb von 70 GHz rapide abzufallen, wobei an diesem Punkt das Element kein Strahlungsverhalten vom Breitseitentyp mehr aufweist. Die SRR-Antennenbaugruppe (z. B. 10900) kann deshalb innerhalb einer effektiven Bandbreite von 55 GHz bis 69 GHz verwendet werden, während sie an der Breitseite abstrahlt. Das Breitseitenmuster kann in Anwendungen mit phasengesteuerter Gruppe interessant sein, um gerichtete Strahlen in der oberen Hemisphäre zu erzeugen. Außerdem kann die SRR-Antennenbaugruppe (z. B. 10900) in der Frequenz nach oben und nach unten skaliert werden, um mehr spezifische Frequenzbänder abzudecken, abhängig von den Anwendungen.

[0656]  Fig. 114 stellt ein Blockdiagramm einer beispielhaften Antennengruppe, die die SRR-Antennenbaugruppenzelle von Fig. 109 verwendet, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 114 ist die Antennengruppe 11400 eine große phasengesteuerte Millimeterwellen-Gruppenantenne, die mehrere Antennenbaugruppenzellen ähnlich der SRR-Antennenbaugruppe 10900 von Fig. 109 aufweist. In einigen Aspekten weist die Antennengruppe 11400 eine Anordnung von SRR-Antennenbaugruppenzellen auf, die in einer gekachelten Konfiguration angeordnet sind, die irgendeine Anzahl von Vielfachen der SRR-Antennenbaugruppenzellen aufweist (z. B. 4 x 4, 8 x 8 und 16 x 16). Der Antennengruppe 11400 (und außerdem jede SRR-Antennenbaugruppenzelle (z. B. der SRR-Antennenbaugruppe 10900)) ist ein spezieller elektrischer Feldvektor (E-Feldvektor) (in Fig. 114 dargestellt) und ein spezieller Magnetfeldvektor (M-Feldvektor) (in Fig. 114 nicht dargestellt) zugeordnet.

[0657]  Die Antennengruppe 11400 kann unter Verwendung mehrerer SRR-Antennenbaugruppen wie z. B. der SRR-Antennenbaugruppe 10900 gebildet sein. Fig. 114 stellt die zweite metallisierte Schicht 11402 und die dritte metallisierte Schicht 11408 in der Antennengruppe 11400 dar. Die zweite metallisierte Schicht 11402 weist mehrere einzelne Ringresonatoren 11404 auf. Jeder der einzelnen Ringresonatoren 11404 weist eine entsprechende Menge von Ringresonatoren 11410 (z. B. vier komplanare kapazitiv gekoppelte Ringresonatoren) innerhalb der dritten metallisierten Schicht 11408 auf.

[0658]  In einigen Aspekten kann die Beabstandung zwischen Elementen der Ringresonatoren innerhalb der Schichten 11402 und 11408 auf 0,5 λ eingestellt sein, kann jedoch basierend auf den Abtastbereichsanforderungen der Antennengruppe 11400 verändert werden.

[0659]  In einigen Aspekten können, um die Metalldichten auf der aufgebauten Baugruppe anzugleichen, nicht-resonante Dipole (oder Schein-Metallstreifen) 11406 und 11412 zwischen benachbarten Resonatorelementen hinzugefügt sein. In der Antennengruppe 11400 kann jeder der SRR-Antennenresonatoren (z. B. 11404) aus einem einzelnen Antennenanschluss gespeist werden, was eine einzige lineare Polarisation bildet (in einigen Beispielen kann stattdessen Dual-Polarisation verwendet werden). Wie in Fig. 114 zu sehen ist, sind die nicht-resonanten Dipole 11406 und 11412 orthogonal zu dem E-Feldvektor, um die Kopplung zwischen den strahlenden Elementen und den nicht resonanten Dipolen zu reduzieren.

[0660]  Fig. 116 stellt ein Blockdiagramm einer Aufstapelung der SRR-Antennenbaugruppenzelle von Fig. 109 gemäß einigen Aspekten dar. Die SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 kann unter Verwendung von zehn Substratschichten (M1 - M10), die jeweils als 11604 - 11622 bezeichnet sind, gebildet sein. Die SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 weist komplanare Ringresonatoren 11636, die auf der oberen Substratschicht 11622 angeordnet sind, einen einzelnen Ringresonator 11634, der in der Substratschicht 11618 angeordnet ist, eine Antennenmasseebene 11632, die in der Substratschicht 11614 angeordnet ist, eine Antennenspeisung 11630, die in der Substratschicht 11612 angeordnet ist, nicht-resonante Dipole 11638, die auf den Substratschichten 11616, 11618, 11620 und 11622 angeordnet sind, und einen Impedanzwandler (z. B. den koaxialen Impedanzwandler 11640), der zwischen den Substratschichten 11604 und 11614 angeordnet ist, auf.

[0661]  Die SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 weist zehn Substratschichten auf, um Signallenkung bereitzustellen, der Aspekt ist jedoch nicht so eingeschränkt, und die Antennenbaugruppenzelle 11600 kann eine andere Anzahl von Substratschichten aufweisen. In einigen Aspekten stellen die Substratschichten (z. B. 11604 - 11612) der Antennenbaugruppenzelle 11600 Aufstapelungssymmetrie bereit, um die Wölbung der Antennenbaugruppenzelle 11600 abzuschwächen. Die SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 kann auf einer Oberfläche wie z. B. einer PCB implementiert sein.

[0662]  In einigen Aspekten ist die SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 eine Untergruppenelement als Teil einer Untergruppe einer Antennengruppe (z. B. einer phasengesteuerten Antennengruppe, wie in Fig. 114 zu sehen ist). In speziellen Aspekten ist die SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 mit einem aus mehreren Anschlüssen einer integrierten Schaltung, beispielsweise einer integrierten Hochfrequenzschaltung (RFIC) 11602, über den koaxialen Impedanzwandler 11640 gekoppelt. Aspekte sind jedoch nicht so eingeschränkt, und die SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 kann auch ein Untergruppenelement einer größeren oder kleineren Untergruppe sein und kann über andere Verfahren mit einer RFIC gekoppelt sein. Ferner kann jede Untergruppe in einigen Aspekten angeordnet sein, um eine phasengesteuerte Gruppenantenne (z. B. eine phasengesteuerte Gruppenantenne für umfangreiche mmWellen-Kommunikation) zu bilden.

[0663]  Die Antennenzuleitung 11630 ist in speziellen Aspekten auf der Substratschicht 11612 angeordnet, benachbart der Masseebene auf der Substratschicht 11614. Ferner ist die Antennenzuleitung 11630 in einigen Aspekten mit dem Impedanzwandler 11640 gekoppelt. Durch Koppeln mit dem Impedanzwandler 11640 kann die Antennenzuleitung 11630 RF-Signale zum Senden durch die SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 empfangen oder RF-Signale zu der Antennenzuleitung 11630 senden, beispielsweise RF-Signale, die durch die SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 empfangen werden. In einigen Aspekten weist der Impedanzwandler mehrere Vias auf, die innerhalb mehrerer Substratschichten (z. B. der Substratschichten 11604 - 11612) angeordnet sind. Solche Vias können die RFIC 11602 (z. B. über RFIC-Höcker 11603) mit der Antennenzuleitung 11630 über mehrere Substratschichten (z. B. die Substratschichten 11604-11612) koppeln. Insbesondere können die Vias des Impedanzwandlers 11640 ein Via aufweisen, die die RFIC 11602 mit der Antennenzuleitung 11630 koppelt.

[0664]  In einigen Aspekten kann die Antennenzuleitung 11603 der SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 aus einem gleichphasigen Speiseverteilungsnetz gespeist werden, das in einer 25 Ω-Streifenleitung konstruiert ist. Das Impedanzsystem kann so auswählt sein, dass es 25 Ω ist, um Ohmsche Verluste in die Streifenleitung im Vergleich zu einer herkömmlichen 50 Ω-Streifenleitung zu reduzieren.

[0665]  In einigen Aspekten weist die SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 ferner mehrere nicht resonante Dipole 11638 auf, die auf Substratschichten (z. B. einer oder mehreren der Schichten 11616 - 11622) angeordnet sind. In einigen Aspekten können die nicht resonanten Dipole 11638 die Metalldichte der SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 erhöhen, was die Wölbung abschwächen kann. Zusätzlich können die nicht resonanten Dipole 11638 auf einer oder mehreren der Substratschichten 11616 - 11622 orthogonal zu dem elektrischen Feld der SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 angeordnet sei, um die Nichtresonanz sicherzustellen.

[0666]  In einigen Aspekten ist die RFIC 11602 konfiguriert, RF-Signale für die SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 von den Ringresonatoren 11636 und 11634, der Antennenzuleitung 11630 und dem Impedanzwandler 11640 zu empfangen. Zusätzlich ist in einigen Aspekten die RFIC 11602 konfiguriert, RF-Signale von der SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 über den Impedanzwandler 11640, die Antennenzuleitung 11630 und die Ringresonatoren 11634 und 11636 zu senden. In einigen Aspekten ist die RFIC 11602 an der SRR-Antennenbaugruppenzelle 1160 über einen Flip-Chip-Anschluss angeschlossen, obwohl die Aspekte nicht so einschränkt sind. Die RFIC 11602 kann Teil der SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 sein (z. B. innerhalb einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung) oder kann von der SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 getrennt und mit der SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 betriebstechnisch gekoppelt sein. Ferner kann in speziellen Aspekten die RFIC 11602 mit der Steuerungs- und Basisbandschaltung betriebstechnisch gekoppelt sein, um Steuersignale und Basisbandsignale zum Verarbeiten von Kommunikationssignalen, die von der SRR-Antennenbaugruppenzelle 1160 gesendet und durch sie empfangen werden, zu empfangen.

[0667]  Fig. 115 stellt eine Reihe von Schichten 11500, die eine beispielhafte SRR-Antennenbaugruppenzelle (z. B. 11600) bilden, gemäß einigen Aspekten dar. Insbesondere entsprechen die dargestellten Substratschichten 11502 - 11520 den Substratschichten 11604 - 11622 von Fig. 116. Wie in Fig. 115 zu sehen ist, befinden sich die komplanare Ringresonatoren 11528 auf der oberen Substratschicht 11520, während sich der einzelne Ringresonator 11526 in der Substratschicht 11516 befindet, was eine Menge gestapelter Ringresonatoren bildet. Der einzelne Ringresonator 11526 weist einen Antennenanschluss 11524 auf, der mit der Antennenzuleitung 11522, die sich an der Substratschicht 11510 befindet, gekoppelt ist.

[0668]  In einigen Aspekten weist die SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 ferner mehrere nicht resonante Dipole 11530 auf, die auf den Substratschichten 11514 - 11520 angeordnet sind. Ähnlich zu Fig. 116 können die nicht resonante Dipole 11530 verwendet werden, um die Wölbung der SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 durch Erhöhen der Metalldichte zwischen den Substratschichten 11514 - 11520 abzuschwächen. Die nicht resonanten Dipole 11530 können orthogonal zu dem elektrischen Feld der SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 angeordnet sein, um die Nichtresonanz sicherzustellen.

[0669]  Fig. 117 stellt ein Blockdiagramm von mehreren Streifenleitungen, die als Speiseleitungen für die SRR-Antennenbaugruppenzelle von Fig. 109 verwendet werden können, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 117 ist eine weitere Ansicht 11700 der Speiseleitungen der Substratschicht M5 (oder 11510 in Fig. 115), die zwischen den Masseebenenschichten angeordnet sind, darstellt. Insbesondere kann die Schicht M5 mehrere Streifenleitungen (z. B. 11702) aufweisen, die zwischen den Masseebenenschichten M4 (11508) und M6 (11512) angeordnet sind. Beispielsweise stellt Fig. 117 die metallisierte Oberfläche 11708 einer der Masseebenenschichten (z. B. M4 oder 11508) dar. Die Streifenleitungen 11702 befinden sich innerhalb nicht metallisierter Bereiche 11710 und können durch mehrere Masse-Vias 11704 abgeschirmt sein. In einigen Aspekten kann jede Streifenleitung 11702 eine 25 Ω-Streifenleitung sein. Obwohl das Bezugszeichen 11702 in Fig. 117 mit nur zwei Streifenleitungen verbunden ist, wird auch auf die übrigen in Fig. 117 dargestellten Streifenleitungen mit dem Bezugszeichen 11702 Bezug genommen (ähnlich bezieht sich 11704 auf alle dargestellten Masse-Vias, 11706 bezieht sich auf alle Streifenleitungskrümmungen und 11710 bezieht sich auf alle nicht metallisierten Bereiche in Fig. 117).

[0670]  Das Speisenetz der SRR-Antennenbaugruppenzelle 11600 kann eine Quelle für Verluste zwischen der RFIC 11602 und den abstrahlenden Elementen (z. B. 11634 und 11636) in dem mmWellen-Frequenzregime sein. In einigen Aspekten kann jede 25 Ω-Streifenleitung 11702 für jede SRR-Antennenbaugruppenzelle innerhalb einer Antennengruppe (z. B. eine Gruppe wie in Fig. 114 dargestellt, die mehrere SRR-Antennenbaugruppenzellen verwendet) von der gleichen Länge sein, um die gleiche Einfügungsphase für alle Antennenelemente in der Gruppe sicherzustellen. Zusätzlich kann jede 25 Ω-Streifenleitung 11702 für jede SRR-Antennenbaugruppenzelle innerhalb einer Antennengruppe durch die Masse-Vias 11704 abgeschirmt sein (z. B. um Übergießen zu verhindern). Darüber hinaus kann jede 25 Ω-Streifenleitung 11702 für jede SRR-Antennenbaugruppenzelle innerhalb einer Antennengruppe zu der PCB-Baugruppe mit sanften Krümmungen (z. B. Krümmungen 11706, die keine Krümmungen mit spitzen Winkeln enthalten) geführt werden, um eine ebene Einfügungsphasenantwort in Bezug auf die Frequenz für alle Speiseleitungen der Antennengruppe sicherzustellen.

[0671]  RF-Kommunikationssysteme nutzen häufig Teilsysteme (z. B. spannungsgesteuertes Oszillatoren (VCOs), Leistungsverstärker, Sendeempfänger, Modems, Antennenteilsysteme und so weiter), die auf einem Halbleiter-Die gebildet sind. Eine steigende Anzahl von Standards für drahtlose Kommunikation, wie sie für tragbare Vorrichtungen angewandt werden, können größere Herausforderungen für die Konstruktion von Antennen verursachen. Antennen repräsentieren eine Kategorie von Komponenten, die sich von anderen Komponenten in der tragbaren Vorrichtung grundlegend unterscheiden können. Beispielsweise kann die Antenne konfiguriert sein, effizient im freien Raum abzustrahlen, während die anderen Komponenten von ihrer Umgebung isoliert sein können.

[0672]  Es wird erwartet, dass Antennen, die an Millimeterwellen-(mmWellen-) Frequenzen arbeiten (für hohe Datenraten auf Nahbereichsstrecken), an Beliebtheit gewinnen. Ein Beispiel eines Kommunikationssystems, das bei arbeitet, kann geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code-Wellen-Frequenzen aufweisen, ist als Wireless Gigabit Alliance (WiGig) bezeichnet, die in dem 60 GHz-Frequenzband arbeitet. Zusätzlich ist geplant, dass die Nutzung der mmWellen-Funksysteme eine Hauptrolle für Standards wie z. B. 5G-Zellularfunk spielt. Typischerweise erfordern diese Nahbereichs-mm-Wellen-Funksysteme eine ungehinderte Sichtlinie (LOS) zwischen einem Sender und einer Empfangsantenne. Mit der LOS-Anforderung kann eine Orientierung der Sende- und Empfangsantennen erfordern, dass ihre jeweilige Hauptstrahlungskeule für die maximale Funkverbindungsstrecke zueinander weisen. Die aktuellen Antennenkonstruktionen für mobile Vorrichtungen wie z. B. Laptop-Computer, Tablets, Smartphones usw. weisen eine eingeschränkte Abdeckung auf und gehen mit hohen Verlusten an mmWellen-Arbeitsfrequenzen einher. Zusätzlich können sie geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen, und/oder Code-Wellen-Kommunikationssysteme aufweisen und können häufig Wellenleiter innerhalb der Antennensysteme verwenden. Die Verwendung von Wellenleitern zur Kommunikation kann geeignete Schaltung, Logik, Schnittstellen und/oder Code-Wellen-Signale aufweisen, ist jedoch präzisen mikro-bearbeiteten Komponenten zugeordnet, die teuer sein können.

[0673]  Die hier beschriebene Wellenleiterstruktur kann in die Antennengruppenschaltung 330 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl die Wellenleiterstruktur nicht darauf eingeschränkt ist. Fig. 118A stellt eine beispielhafte mobile Vorrichtung, die mehrere Wellenleiterantennen verwendet, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 118A kann die mobile Vorrichtung 11800 ein Hochfrequenz-Frontend-Modul (RFEM) 11802 aufweisen, das verwendet werden kann, um Signale über die Wellenleiter 11808 drahtlos zu senden oder zu empfangen. In einigen Aspekten können die Wellenleiter 11808 verwendet werden, um drahtlose Signale wie z. B. Millimeterwellenfunksignale (z. B. WiGig- oder 5G-Zellularsignale) sowohl innerhalb der Vorrichtung 11800 als auch gerichtet außerhalb der Vorrichtung 11800 zu kommunizieren. Wie in Fig. 118A zu sehen ist, können vier separate Wellenleiter 11808 als Antennen verwendet werden, die Signale in unterschiedlichen Antennenstrahlungskeulen außerhalb der Vorrichtung 11800 führen.

[0674]  Fig. 118B stellt ein beispielhaftes Funkfrequenz-Frontend-Modul (RFEM) mit Wellenleiterübergangselementen gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 118B weist das RFEM 11802 ein Sendeempfängerteilsystem 11804, eine Überleitungsstruktur 11806 und die Wellenleiter 11808 auf. In einigen Aspekten können drahtlose Signale zwischen dem Sendeempfänger 11804 und den Wellenleitern 11808 über die Überleitungsstruktur 11806 kommuniziert werden. Die Überleitungsstruktur 11806 kann zum Überleiten zwischen Streifenleitungen, die drahtlose Signale von/zu dem Sendeempfänger 11804 kommunizieren, und den Wellenleitern 11808 verwendet werden.

[0675]  Die Wellenleiter 11808 können aus verlustarmem Kunststoffmaterial, das mit einem leitenden Material beschichtet ist, (z. B. mit Metall beschichtetem Teflon-Material oder einem anderen Material) hergestellt sein. Die Überleitungsstruktur 11806 kann mikrobearbeitete Verbindungselemente oder Adapter verwenden, die Zuleitungssonden aufweisen, innerhalb der an Masse gelegten Verbindergehäuses verwenden. Signalspeisetechniken, die verwendet werden können, enthalten Nahbereichskopplung einer Mikrostreifen-Patchantenne, die innerhalb der Wellenleiter platziert ist. Die Überleitungsstruktur 11806 kann jedoch aufgrund der mikro-bearbeiteten Verbindungselemente oder Adapter teuer in der Herstellung sein.

[0676]  In einigen Aspekten kann ein anderer Typ einer WellenleiterÜberleitungsstruktur (wie hier mit Bezug auf die Fig. 119A-123 offenbart ist) zum Zuführen drahtloser Signale (z. B. mmWellen-Funksignale) von einer Übertragungsleitung auf einer PCB (oder einem anderen Substrat) zu einem Wellenleiter verwendet werden. Die Überleitungsstruktur kann eine Zuleitungssonde (z. B. eine Zuleitungssonde für elektrisches oder Magnetfeld) mit einer Verbindung zu einer planaren Übertragungsleitung oder einer mehrschichtigen PCB aufweisen. Größere Teile der WellenleiterÜberleitungsstruktur können sowohl die Masseverbindung zwischen der PCB und dem Wellenleiter als auch mechanische Befestigung und mechanische Lagerung für den Wellenleiter aufweisen, die mit einem Metalladapter, der auf der PCB montiert ist, implementiert sein kann. Der Adapter kann entweder gelötet oder unter Verwendung von Schrauben (wie in den Zeichnungen zu sehen ist) an der PCB befestigt sein. Da die kleinsten Teile der Überleitungsstruktur (z. B. die Zuleitungssonde) in die PCB implementiert sind, kann es nicht notwendig sein, dass die vorgeschlagene WellenleiterÜberleitungsstruktur kleine und toleranzempfindliche Teile verwendet, die schwierig und teuer in der Bearbeitung wären.

[0677]  Fig. 119A und Fig. 119B stellen perspektivische Ansichten einer Wellenleiterstruktur zum Überleiten zwischen einer PCB und einer Wellenleiterantenne gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 119A ist eine Explosionsansicht 11900 des Adapters 11904, der zum Überleiten zwischen der PCB 11902 und dem Wellenleiter 11906 verwendet ist, dargestellt. Die PCB 11902 kann mehrere Schichten 11908 zwischen den Masseschichten 11910A und 11910B aufweisen. Die Übertragungsleitung 11918 kann an einer Seite der PCB 11902 (z. B. auf der Schicht 11910A) angeordnet sein und kann verwendet werden, um drahtlose Millimeterwellensignale zwischen dem Wellenleiter 11906 und einem Sendeempfängerteilsystem (z. B. 11804) zu transportieren. Die Übertragungsleitung 11918 kann eine planare Übertragungsleitung sein, die eine Mikrostreifenleitung, eine Streifenleitung oder eine komplanare Wellenleiter-Übertragungsleitung sein kann. In einigen Aspekten kann die Übertragungsleitung 11918 massegestützte komplanare Wellenleiter- (CPW-) Übertragungsleitung sein. In einigen Aspekten kann die Übertragungsleitung 11918 von einem nicht planaren Typ sein, wie z. B. Koaxial oder ein anderer Wellenleiter. Zusätzlich kann die Übertragungsleitung 11918 eine leitende Komponente enthalten, die von einer Masseebene (z. B. Schicht 11910A) durch eine DL elektrische Schicht aus den Substratschichten 11908 getrennt ist. Die Übertragungsleitung 11918 kann eine Zuleitungssonde (wie z. B. in den Fig. 120A-120B dargestellt ist) zum Kommunizieren von Signalen zu und von dem Wellenleiter 11906 aufweisen.

[0678]  Die PCB 11902 weist ferner einen Ausschnitt 11912 auf, der zum Aufnehmen des Wellenleiters 11906 verwendet werden kann, wenn die PCB 11902 und der Wellenleiter 11906 über den Adapter 11904 montiert sind. Der Adapter 11904 kann über Schrauben 11914 oder andere Mittel an die PCB 11902 montiert sein (z. B. kann der Adapter 11904 geklebt oder über andere Mittel an der PCB 11902 angebracht sein).

[0679]  Der Wellenleiter 11906 kann aus einem verlustarmen Material (wie z. B. Teflon) hergestellt sein und kann von einer metallisierten (oder metallischen) Schicht 11916 bedeckt sein. Der Adapter 11904 kann aus einem Metall hergestellt sein, so dass die metallisierte Schicht 11916 mit einer Masseschicht (z. B. 11910A und 11910B) der PCB 11902 gekoppelt sein kann, wenn die PCB 11902 und der Wellenleiter 11906 über den Adapter 11904 gekoppelt sind. Fig. 119B stellt eine montierte Ansicht 11920 der PCB 11902, des Adapters 11904 und des Wellenleiters 11906 dar.

[0680]  Fig. 120A, Fig. 120B und Fig. 120C stellen verschiedene Querschnittsansichten der Wellenleiterüberleitungsstruktur der Fig. 119A-119B gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 120A ist eine Querschnittsansicht 12000 des Adapters 11904 dargestellt, wie er an der PCB 11902 und dem Wellenleiter 11906 angebracht ist. In einigen Aspekten kann die PCB 11902 mehrere Vias aufweisen, die Masse-Via-Gitter 12010 bilden. Wenigstens ein Abschnitt der Masse-Via-Gitter 12010 kann mit Masseebenenschichten 11910A und 11910B koppeln.

[0681]  Fig. 120B und Fig. 120C stellen zusätzliche Ansichten 12002 und 12004 der Wellenleiterstruktur dar, die den Adapter 11904 an der PCB 11902 und dem Wellenleiter 11906 unter Verwendung der Schrauben 11914 montiert aufweist. Wie in der Ansicht 12002 zu sehen ist, kann der Adapter 11904 eine Öffnung 12016 zum Aufnehmen der Übertragungsleitung 11918, wenn der Adapter 11904 an die PCB 11902 montiert ist, aufweisen. In einigen Aspekten kann die PCB 11902 ferner eine oder mehrere Vias aufweisen, die durch die PCB 11902 und die Übertragungsleitung 11918 durchmetallisiert sind, um eine Zuleitungssonde 12012 zu bilden. Die Zuleitungssonde 12012 kann zum Kommunizieren drahtloser Signale zwischen der Speiseleitung 11918 und dem Wellenleiter 11906 verwendet werden. In diesem Zusammenhang kann ein Masseabschnitt der Übertragungsleitung 11918 mit einem Masseabschnitt des Wellenleiters (z. B. der metallisierten Schicht 11916) über den Metalladapter 11904 und die Masse-Via-Gitter 12010 gekoppelt sein (z. B. wird ein elektrischer Kontakt zwischen den Masseebenenschichten 11910A, 11910B, den Masse-Via-Gittern 12010, dem Metalladapter 11904 und der metallisierten Schicht 11916 des Wellenleiters 11906 gebildet).

[0682]  In einigen Aspekten kann der PCB-Übertragungsleitungs-zu-Wellenleiter-Überleitungsadapter 11904 ferner einen Luftspalt 12014 aufweisen, der zwischen einem Rand der PCB 11902 (z. B. einem Rand der PCB nahe einem Ort der Zuleitungssonde 12012) und einem Rand des Wellenleiters 11906 gebildet ist, wenn die PCB 11902 und der Wellenleiter 11906 an den Adapter 11904 montiert sind. Der Luftspalt 12014 kann konfigurierbare Abmessungen (z. B. Breite, Höhe und/oder Tiefe) zum Zweck der Impedanzanpassung aufweisen.

[0683]  Fig. 121A, Fig. 121B und Fig. 121C stellen verschiedene perspektivische Ansichten der Wellenleiterüberleitungsstruktur der Fig. 119A-119B, die einen Impedanzanpassungslufthohlraum aufweisen, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 121A, Fig. 121B und Fig. 121C sind zusätzliche Ansichten 12100, 12102 und 12104 der Wellenleiterüberleitungsstruktur dargestellt, die die PCB 11902, den Adapter 11904 und den Wellenleiter 11906 aufweist. Insbesondere stellen die Ansichten 12102 und 12104 den Ort des Luftspalts 12014 in Bezug auf die Masse-Via-Gitter 12010 und die Zuleitungssonde 12012 dar.

[0684]  Fig. 122 stellt eine weitere Ansicht des Lufthohlraums, wenn die PCB und der Wellenleiter über die Wellenleiterüberleitungsstruktur der Fig. 119A-119B montiert sind, gemäß einigen Aspekten dar. Bezug nehmend auf Fig. 122 stellt das Diagramm 12200 die relativen Dielektrizitätskonstanten (Er) der PCB 11902, des Luftspalts (oder Hohlraums) 12014 und eines Teflon-Wellenleiters 11906 dar. Insbesondere ist eine relative Dielektrizitätskonstante Er = 1 der Luft innerhalb des Luftspalts 12014 zugeordnet, und die relative Dielektrizitätskonstante Er = 3 ist der PCB 11902 und dem Wellenleiter 11906 zugeordnet. Wie in Fig. 122 zu sehen ist, können die reflektierten Signale 12202 und 12204 an der Grenzfläche (z. B. an der Grenze zwischen der PCB 11902 und dem Luftspalt 12014 und der Grenze zwischen dem Luftspalt 12014 und dem Wellenleiter 11906) als eine Impedanz für zwei Signalwellen, die sich zwischen der PCB 11902 und dem Wellenleiter 11906 ausbreiten, betrachtet werden. Deshalb kann durch Anpassen der Abmessungen des Luftspalts 12014 die Impedanz zum Zweck der Impedanzanpassung variiert werden.

[0685]  Fig. 123 stellt eine grafische Repräsentation von Simulationsergebnissen von Reflexionskoeffizientenwerten in Bezug auf eine Luftspaltbreite gemäß einigen Aspekten dar. Insbesondere zeigt das grafische Diagramm 12300 beispielhafte Simulationsergebnisse, die Werte des Reflexionskoeffizienten S11 in Relation zur Breite des Luftspalts 12014 zeigen. Wie in Fig. 123 zu sehen ist, kann der Luftspalt 12014 zum Optimieren der Impedanzanpassung der Überleitungsstruktur unter Verwendung des Adapters 11904 verwendet werden. In einigen Aspekten können zum Zweck der Impedanzanpassung Luftspalt-Abmessungen, die nicht die Breite sind, oder die Form des Luftspalts variiert werden.

[0686]  Es ist geplant, dass die Polarisation von Mehrfach-Eingangmehrfach-Ausgang- (MIMO-) Antennenstrukturen und Polarisations-Diversity einer der Schlüsselfaktoren zum Ermöglichen extrem hoher Datenrate für zukünftige 5G-mmWellen-Funksysteme sind. Das erzeugt einen Bedarf an dual polarisierten Antennen und Antennengruppen, die zur Verwendung in drahtlosen mmWellen-Kommunikationssystemen geeignet sind.

[0687]  Frühere Lösungen weisen verschiedene Typen planarer Mikrostreifen- und aufgedruckter Dipolantennen auf, die komplexe oder relativ komplexe Speisenetze oder Antennenmusterformen zum Erzeugen dual polarisierter Strahlungsantworten aufweisen. Um optimale oder verbesserte Eigenschaften für 5G- und WIGIG-Polarisations-MIMO-Systeme bereitzustellen, sollte die Antenne eine nahezu rein dual polarisierte Antwort mit einer hohen Isolation zwischen den Signalspeiseanschlüssen zeigen. Zusätzlich sollte die Antenne von kleiner Größe, einfach in PCB/Silizium zu integrieren und als ein einzelnes Antennenelement in einer Antennengruppe verwendbar sein. Das zweite Problem ist das Verhindern von Erregung schädlicher und verlustbehafteter Substratwellen, die in PCB/Substrat-integrierten Antennen auftreten. Frühere Lösungen weisen verschiedene Typen planarer Mikrostreifen- und aufgedruckter Dipolantennen auf, die komplexe oder relativ komplexe Speisenetze oder Antennenmusterformen zum Erzeugen dual polarisierter Strahlungsantworten aufweisen.

[0688]  Eine Lösung für die vorstehende Anforderung ist es, zwei 90 Grad-gefaltete Dipolantennen zu verwenden, die einen gemeinsam verwendeten Dipolzweig aufweisen, gemäß einigen Aspekten. Eine Antennenstruktur solcher korrekt positionierter Dipole produziert ein orthogonal polarisiertes Antennenpaar. Zwischen den Antennen ist eine sehr schwache Kopplung vorhanden, wenn die Signalspeisungen der Dipole gut abgestimmt sind. Die vorstehend beschriebene Antenne kann in einem Aspekt implementiert sein, in dem die Antennenstruktur in ein/e mehrschichtige/s PCB oder Substrat integriert ist. Zusätzlich kann Substratwellenerregung durch Konstruieren korrekt positionierter PCB-Löcher für die planaren Dipolzweigstreifen der beschriebenen Antennenstrukturen und für das PCB-Dielektrikum in dem Antennenbereich verhindert oder wesentlich verringert werden. In einigen Aspekten können die simulierten Konstruktionsparameter von Tabelle 4 erreicht werden. Tabelle 4

Polarisation 45 Grad geneigt
einzelnes Ant-.Element 10 dB Impedanzbandbreite 2,5 GHz
Frequenzbereich 27,0 GHz - 29,5 GHz
Mittelfrequenz fc = 28,25 GHz
Referenzimpedanz 50 Ohm
Einzelnes Ant.-Element realisierter Gewinn 4-5 dBi
Gewinn (+/-60° thetalphi in Hauptrichtung) 1-2 dBi
Gewinn (+/-90° thetalphi in Hauptrichtung) -1-0 dBi
Kreuzpolarisationsverhältnis (Halb-Power-Bean- Breite) > 20 dB
Gesamteffizienz > 0,8 (> -1 dB)
Gruppenelement -zu -Element - Isolation > 20 dB

[0689]  Die nachstehend beschriebenen Antennenstrukturen stellen darin Verbesserungen für derzeit bekannte Lösungen für die vorstehenden Anforderungen bereit, dass der gemeinsam verwendete Antennenzweig das Erreichen der dual polarisierten Antwort mit einer sehr kompakten Antennenstruktur ermöglicht, die ausgeglichene Beschaffenheit der Dipole gegenseitiges Koppeln zwischen den Antennen ohne zusätzlichen Aufwand und Komplexität bereitstellt und eine dual polarisierte Antwort ohne komplexe Speise- und Impedanzanpassungsnetze erreicht wird. Andere Verbesserungen der offenbarten Antennenstruktur sind, dass sie sehr einfach in eine PCB oder einen anderen Typ eines mehrschichtigen Substrats zu integrieren ist. Ferner kann eine einfache Technik zum Platzieren von Löchern in planaren Teilen der Antennen zum Unterdrücken schädlicher Substratwellen verwendet werden. Solche Löcher reduzieren auch dielektrische Verluste innerhalb der Antennenstruktur. Zusätzlich ist die offenbarte Antennenstruktur einfach als ein Die einer kompakten Antennengruppe zu verwenden. Ein normaler Fachmann wird erkennen, dass die vorstehenden Verbesserungen in einem oder mehreren Aspekten erreicht werden können, und verschiedene Aspekte der hier beschriebenen Antennenstruktur alle oder einige der vorstehenden Verbesserungen abhängig von den vorhandenen Konstruktionsgegebenheiten bereitstellen können.

[0690]  Fig. 124 stellt eine dual polarisierte Antennenstruktur gemäß einigen Aspekten dar. Die Antennenstruktur 12400 weist zwei 90 Grad-gefaltete Dipolantennen 12401, 12403 auf. Die Antennenstruktur 12400 kann in die Antennengruppenschaltung 330 der mmWellen-Kommunikationsschaltung 300, die in Fig. 3A gezeigt ist, integriert sein, obwohl die Wellenleiterstruktur nicht darauf eingeschränkt ist. Der gefaltete Dipol 12401 weist einen planaren Zweig 12402 und einen vertikalen Zweig 12410 auf. Der gefaltete Dipol 12403 weist einen planaren Zweig 12406 und einen vertikalen Zweig 12410 auf. Die gefalteten Dipole 12401, 12403 sind nebeneinander platziert. Die Nebeneinanderplatzierung produziert ein orthogonal polarisiertes Antennenpaar.

[0691]  Jeder Dipol 12401, 12403 weist einen eigenen „Antennenzweig“ 12410 und individuelle Zuleitungen auf, symbolisch bei 12404, 12408 dargestellt. Der Antennenzweig 12410 ist beiden Dipolen gemeinsam. Mit anderen Worten ist der Zweig 12410 gemäß einigen Aspekten ein gemeinsam verwendeter Antennenzweig der beiden gefalteten Dipole. Wie in Fig. 124 dargestellt ist, wird jeder gefaltete Dipol eine um 45 Grad geneigte lineare Polarisation produzieren. Zwei solche Dipole nebeneinander werden ein orthogonal polarisiertes Antennenpaar produzieren, das nachstehend genauer diskutiert ist. Ferner wird, falls die zwei Antennen gut abgestimmt sind, sehr wenig Kopplung zwischen den Antennen vorhanden sein.

[0692]  Fig. 125A bis Fig. 124C stellen die dual polarisierte Antennenstruktur von Fig. 124, die auf einer mehrschichtigen PCB implementiert ist, gemäß einigen Aspekten dar. In einem Aspekt sind die dargestellten Dipole so konstruiert, dass sie an einer Frequenz von etwa 29 GHz arbeiten. In Fig. 125A bis Fig. 125C weist die PCB 12503 eine Masseebene von etwa 20 x 10 mm auf und ist der Teil, in den die Antennenstruktur 12511 integriert ist. Die Dipolzweige 12502, 12506, die in Fig. 125C benannt, jedoch in jeder der