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1. WO2020108759 - MIKRO-SOLARINVERTER

Anmerkung: Text basiert auf automatischer optischer Zeichenerkennung (OCR). Verwenden Sie bitte aus rechtlichen Gründen die PDF-Version.

[ DE ]

Beschreibung

Mikro-Solarinverter

Die Erfindung betrifft einen Mikro-Solarinverter nach dem Oberbegriff von Anspruch 1.

Photovoltaik-Anlagen haben einen immer wichtigeren Anteil an der Versorgung mit elektrischer Energie. Eine Photovoltaik-Anlage umfasst mehrere Solarpanels (= Photovoltaikmodule) , die bei Sonneneinstrahlung elektrische Energie erzeugen. Die Solarpanels werden typischerweise im Wesentlichen nebeneinan der aufgebaut, beispielsweise indem sie in einem rechteckigen Muster auf einem Hausdach angeordnet werden.

Für den elektrischen Anschluss gibt es mehrere Möglichkeiten. So können die Solarpanels in eine oder mehrere Serien zusam mengeschaltet werden, wobei eine Serie als „String" bezeich net wird. Für jeden String oder für die gesamte Photovoltaik-Anlage ist dann ein Umrichter vorgesehen, der die sich erge bende Gleichspannung der Solarpanels in eine Wechselspannung wandelt. Während in dieser Ausgestaltung die Leistungselekt ronik vorteilhaft gebündelt ist, ist die Leistung eines

Strings abhängig davon, dass jedes der Solarpanels optimal ausgeleuchtet ist. Abschattung oder andere Einflüsse auf ei nes oder wenige Solarpanels verschlechtern die Leistung des Strings überproportional.

Eine Alternative stellt der Einsatz sog. Optimizer (oder Op-timierer) dar, die DC/DC-Steller sind und an jedem der Solar panels angeordnet sind und dort das sog. Maximum Power Point Tracking (MPP-Tracking) vornehmen. Dadurch wirken sich Leis tungsdefizite eines Solarpanels nicht negativ auf andere So- larpanels desselben Strings aus, es ist aber zusätzliche Leistungselektronik an jedem Panel nötig.

In einer weiteren Alternative werden Mikro-Solarinverter (Micro Solar Inverter) eingesetzt. Diese sind ebenfalls an jedem der Solarpanels angeordnet und wandeln die erzeugte Gleichspannung in Wechselspannung. Die Leistungselektronik ist dadurch dezentralisiert und der Gesamt- oder Stringum richter kann entfallen. Auch das MPP-Tracking wird von den Mikro-Solarinvertern durchgeführt. Es ergeben sich dadurch weitere Vorteile. Beispielsweise ermöglichen die Mikro-Solarinverter, mit deutlich geringerer Spannung zu arbeiten.

Bekannte Mikro-Solarinverter umfassen einen Transformator und Filterelemente. Die induktiven und kapazitiven Komponenten bestimmen durch ihre relative Klobigkeit weitgehend die Abma ße des Mikro-Solarinverters. Ein auf der Rückseite eines So larpanels ( sonnenabgewandte Seite) angeordneter Mikro-Solarinverter überragt dadurch auch den Rahmen eines Solarpa nels, der die eigentliche Solarzellenfläche einfasst. Ein flächiges Auflegen des Solarpanels auf eine ebene Fläche ist dadurch nicht möglich, was Handling und Aufbau erschwert.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Mikro-Solarinverter anzugeben, der das eingangs genannte Problem vermindert oder löst. Diese Aufgabe wird durch einen Mikro-Solarinverter mit den Merkmalen von Anspruch 1 gelöst.

Der erfindungsgemäße Mikro-Solarinverter zur Wandlung einer von einem Photovoltaik-Panel bereitgestellten Gleichspannung in eine Wechselspannung weist eine Bauhöhe von höchstens 24 mm auf, insbesondere eine Bauhöhe von höchstens 20 mm.

Dadurch wird erreicht, dass ein Solarpanel mit einer Panel fläche, die Solarzellen umfasst und einem die Panelfläche einfassenden Rahmen sowie einem auf der Panelfläche angeord neten erfindungsgemäßen Mikro-Solarinverter den Rahmen nicht überragt. Positiv formuliert bedeutet „nicht überragt", dass die Bauhöhe des Mikro-Solarinverters höchstens so groß ist, dass seine maximale Erhebung über die Panelfläche höchstens derjenigen des Rahmens entspricht.

Auf diese Weise wird gewährleistet, dass Handling, Lagerung und Transport eines Solarpanels deutlich verbessert sind. Insbesondere die Stapelung der Solarpanels ist wesentlich we niger problematisch und die Solarpanels können platzsparend transportiert werden. Auch eine Beschädigung von Komponenten durch eine unsachgemäße Stapelung bei über den Rand hinausra gendem Mikro-Solarinverter wird vermieden.

Erfindungsgemäß ist der Mikro-Solarinverter transformatorlos aufgebaut. Da ein Transformator in merklicher Weise zur Bau höhe beiträgt, wird durch einen transformatorlosen Aufbau des Mikro-Solarinverters eine deutliche Platzersparnis erreicht, die sich insbesondere auf die Höhe auswirkt.

Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung weist der Mikro-Solarinverter einen galvanisch gekoppelten elektrischen Wand ler zur Wandlung der an ersten Anschlüssen anliegenden

Gleichspannung in eine Ausgangsspannung auf. Der elektrische Wandler umfasst wiederum einen eingangsseitig mit den ersten Anschlüssen verbundenen Aufwärtswandler, einen eingangsseitig mit den ersten Anschlüssen verbundenen Inverswandler und eine mit dem ausgangsseitigen Pluspol des Aufwärtswandlers und dem ausgangsseitigen Minuspol des Inverswandlers verbundene Seri enschaltung aus zwei Kondensatoren, wobei der ausgangsseitige Minuspol des Aufwärtswandlers und der ausgangsseitige Pluspol des Inverswandlers mit dem Mittelanschluss zwischen den Kon densatoren verbunden sind.

Ein derartiger Wandler aus einer Kombination eines Aufwärts wandlers (Hochsetzsteller, engl. Boost Converter) mit einem Inverswandler (engl, inverting Buck-Boost-Converter) kann durch die Reihenschaltung der Ausgänge eine vergleichsweise hohe Ausgangsspannung bereitstellen . Da jeder der Converter nur etwa die halbe Ausgangsspannung bereitstellen muss, ist das jeweilige Übersetzungsverhältnis gegenüber dem Fall eines einzelnen Converters deutlich verkleinert. Hierdurch ist es möglich, auch ein hohes Übersetzungsverhältnis von beispiels weise mehr als 20, insbesondere mehr als 25, transformatorlos bereitzustellen. Neben einer Verbesserung des Wirkungsgrads wird dadurch vor allem die Baugröße des Transformators einge spart .

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung kann der Auf wärtswandler eine erste Serienschaltung eines ersten Halb leiterschalters oder einer ersten Diode mit einem zweiten Halbleiterschalter umfassen. Die Außenanschlüsse der ersten Serienschaltung bilden dabei die ausgangsseitigen Pole des Aufwärtswandlers. Weiterhin umfasst der Aufwärtswandler eine erste Induktivität, die mit dem Mittelanschluss der ersten Serienschaltung sowie dem Pluspol der Eingangsspannung ver bunden ist. Hierdurch wird ein Hochsetzsteller realisiert.

Mit Verwendung einer Diode wird ein unidirektionaler Energie fluss ermöglicht. Umfasst die erste Serienschaltung den ers ten Halbleiterschalter, werden beide Energieflussrichtungen vom Aufwärtswandler unterstützt. Um die Aufbauvarianten zu verdeutlichen, wird mit anderen Worten wiederholt, dass die erste Serienschaltung entweder zwei Halbleiterschalter auf weisen kann oder aber einen Halbleiterschalter und eine Dio de. Beide Aufbauvarianten sind mit den im Folgenden genannten Varianten kombinierbar.

Der Inverswandler kann eine zweite Serienschaltung eines dritten Halbleiterschalters mit einem vierten Halbleiter schalter oder einer zweiten Diode umfassen. Davon bildet ein Außenanschluss den ausgangsseitigen Minuspol des Inverswand lers und der andere Außenanschluss ist mit dem Pluspol der Eingangsspannung verbunden. Weiterhin umfasst der Inverswand ler eine zweite Induktivität, die mit dem Mittelanschluss der zweiten Serienschaltung sowie dem Mittelanschluss zwischen den Kondensatoren verbunden ist. Hierdurch wird ein invertie render Buck-Boost-Converter realisiert. Mit Verwendung der zweiten Diode wird wiederum ein unidirektionaler Energiefluss ermöglicht. Umfasst die zweite Serienschaltung dagegen den vierten Halbleiterschalter, werden beide Energieflussrichtun gen vom Invers-wandler unterstützt. Um die Aufbauvarianten zu verdeutlichen, wird mit anderen Worten wiederholt, dass die zweite Serienschaltung entweder zwei Halbleiterschalter auf weisen kann oder aber einen Halbleiterschalter und eine Dio de. Beide Aufbauvarianten sind mit den im Folgenden und vor her genannten Varianten kombinierbar.

Wenigstens ein Teil von erstem bis viertem Leistungshalblei ter kann als Wide-Bandgap-Schalter, insbesondere Gallium nitrid-Schalter ausgeführt sein, insbesondere als selbstsper rende Galliumnitrid-Schalter oder als Kaskode mit einem selbstleitenden Galliumnitrid-Schalter. Dadurch wird ein ver lustarmes Schalten auch bei sehr hohen Frequenzen ermöglicht. Hohe Schaltfrequenzen wiederum erlauben es, die für die Fil terung verwendeten induktiven und kapazitiven Bauelemente kleiner zu wählen, was wiederum eine Verringerung des Bau raums, insbesondere der Bauhöhe ermöglicht. Als Schaltfre quenz für die Galliumnitrid-Schalter-Schalter kommt dabei insbesondere eine Frequenz von wenigstens 200 kHz, insbeson dere wenigstens 500 kHz, in einer besonderen Ausgestaltung wenigstens 1 MHz zum Einsatz.

Besonders vorteilhaft an der Verwendung von Wide-Bandgap-Schaltern und der damit verbundenen hohen Schaltfrequenz ist, dass die erste und/oder zweite Induktivität kleiner gewählt und dadurch als Leiterplatten-Induktivitäten ausgeführt wer den können. Diese ermöglichen eine weitere Reduzierung der benötigten Bauhöhe.

Bevorzugt umfasst der elektrische Wandler eine Vollbrücke, die eingangsseitig mit den ausgangsseitigen Polen von Auf wärts- und Inverswandler verbunden ist. Insbesondere ist der Mikro-Solarinverter derart ausgestaltet, dass die Leistungs halbleiter der Vollbrücke wenigstens zu einem Teil der Be triebszeit als Polwender betrieben werden. Bei den Leistungs halbleitern der Vollbrücke kann es sich um MOSFETs, GaN-Schalter oder andere Halbleiterschalter handeln.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung umfasst wenigstens ein Teil der Halbbrücken einen in Serie geschalteten ersten und zweiten Leistungshalbleiter, eine Steuerung für die Leistungshalbleiter, eine Leitung, die von dem Verbindungsknoten der Leistungshalbleiter ausgeht und ei ne Einrichtung zur Messung des Stroms in der Leitung. Dabei ist die Steuerung ausgestaltet, den Strom mit einem oberen und einem unteren Schwellwert zu vergleichen und bei Errei chen des oberen Schwellwerts den ersten Leistungshalbleiter abzuschalten und nach Ablauf einer ersten Totzeit den zweiten Leistungshalbleiter einzuschalten. Weiterhin ist die Steue rung ausgestaltet, bei Erreichen des unteren Schwellwerts den zweiten Leistungshalbleiter abzuschalten und nach Ablauf ei ner zweiten Totzeit den ersten Leistungshalbleiter einzu schalten .

Es wird also im Sinne eines Verfahrens bei der Ansteuerung der betroffenen Halbbrücken mit einem in Serie geschalteten ersten und zweiten Leistungshalbleiter der Strom in einer vom Verbindungsknoten der Leistungshalbleiter ausgehenden Leitung gemessen und mit einem oberen und einem unteren Schwellwert verglichen, bei Erreichen des oberen Schwellwerts der erste Leistungshalbleiter abgeschaltet und nach Ablauf einer ersten Totzeit der zweite Leistungshalbleiter eingeschaltet, und bei Erreichen des unteren Schwellwerts der zweite Leistungshalb leiter abgeschaltet und nach Ablauf einer zweiten Totzeit der erste Leistungshalbleiter eingeschaltet.

Mit Erreichen des oberen Schwellwerts ist dabei ein Erreichen oder Überschreiten im Sinne eines "größer gleich" oder nur ein Überschreiten im Sinne eines "größer als" gemeint. Analog ist mit Erreichen des unteren Schwellwerts ein Erreichen oder Unterschreiten im Sinne eines "kleiner gleich" oder nur ein Unterschreiten im Sinne eines "kleiner als" gemeint. Der Leistungsfluss der Halbbrücke kann von der Leitung zu den Au ßenanschlüssen der Leistungshalbleiter verlaufen oder umge kehrt. Die Stromflussrichtung in der Leitung kann weg von den Leistungshalbleitern gerichtet sein, was hierin als positiver Stromfluss betrachtet wird oder zu den Leistungshalbleitern gerichtet sein, was als negativer Stromfluss betrachtet wird. Die Einrichtung zur Messung des Stroms kann nahe an der Halb brücke in der Leitung vorgesehen sein. Alternativ kann die Einrichtung auch in einer Rückleitung von einer Last zu einem der Außenanschlüsse der Leistungshalbleiter angeordnet sein, womit trotz der anderen Platzierung der Strom in der Leitung gemessen wird. Insbesondere kann also zwischen dem Ort der Strommessung und der Halbbrücke die induktive Last oder ein Teil der induktiven Last angeordnet sein.

Mit anderen Worten wird also nicht eine feste Schaltfrequenz gewählt, die die SchaltZeitpunkte der Leistungshalbleiter festlegt, sondern die Schaltung der Leistungshalbleiter wird anhand von gemessenen Stromwerten und Schwellwerten für den Strom vorgenommen. Führt also beispielsweise eine Änderung in der Last der Halbbrücke dazu, dass die zeitliche Stromände rung kleiner wird, dann verlängert sich die Zeit, bis der Strom einen der Schwellwerte erreicht und SchaltZeitpunkte rücken weiter auseinander. Das entspricht einer Reduktion der Schaltfrequenz . Die sich ergebende Schaltfrequenz liegt bei spielsweise zwischen 100 kHz und 500 kHz.

Vorteilhaft ermöglicht das eine direkte Wahl des Mittelwerts für den Strom und eine direkte Wahl des Rippelstroms . Der ge wünschte Mittelwert des Stroms wird durch die Steuerung in nerhalb nur einer Periode umgesetzt. Insbesondere bei großen Schaltfrequenzen kann dies als P-Verhalten angesehen werden, was die Regelung enorm vereinfacht. Bei digitalen Regelungen ist es durch dieses Verfahren außerdem möglich, die Regelfre quenz deutlich unter der Schaltfrequenz zu halten. Bei den bisherigen Verfahren würde das zu Schwierigkeiten führen, weil dort meist ein komplexeres Zeitverhalten vorliegt. Das Verfahren macht es somit überhaupt erst möglich, Systeme mit sehr hohen Schaltfrequenzen (mehrere 100 kHz bis in den Mega hertz-Bereich) auch ohne große Rechenleistung, beispielsweise mit einfachen und kostengünstigen Mikrocontrollern zu regeln. Zusätzlich ist dieses Verfahren sehr robust bei wechselnden Ein- und Ausgangsspannungen und schafft damit weitreichende Möglichkeiten beim Systemdesign. Ein weiterer Vorteil ist, dass bei dieser Halbbrücke der Rippelstrom unabhängig vom Ar beitspunkt gewählt werden kann, was mit bisherigen Verfahren nicht möglich war.

Besonders vorteilhaft an der erfindungsgemäßen Halbbrücke ist, dass der Strom auch bei Änderungen des Stromverhaltens, beispielsweise durch Laständerungen, im Bereich der Schwell werte und damit bei dem mittleren Stromwert bleibt, der als Sollwert vorgegeben ist, da das Schaltverhalten der Leis tungshalbleiter sich durch die Schwellwerte und die Strommes sung an das Stromverhalten anpasst. Dasselbe gilt auch bei Änderungen der Vorgabewerte. Wird beispielsweise der Sollwert für den mittleren Strom - und damit die Schwellwerte - ange hoben, erreicht der Strom den oberen Schwellwert später oder den unteren Schwellwert früher als zuvor, was die Schaltzeit punkte der Leistungshalbleiter verschiebt und den Strommit telwert auf den neuen gewünschten Wert anhebt.

Besonders vorteilhaft ist, dass bei den nun in vergleichswei se einfacher Weise erreichbaren hohen Schaltfrequenzen die bauraumintensiven induktiven und kapazitiven Bauelemente ver kleinert werden können und somit Bauraum und insbesondere Bauhöhe eingespart werden kann.

Weitere mögliche Merkmale und Maßnahmen umfassen:

- Die Schaltung des Mikro-Solarinverters kann einen fünften Halbleiterschalter zwischen der ersten Induktivität und dem Pluspol der Eingangsspannung aufweisen. Weiterhin umfasst die Schaltung in diesem Fall einen sechsten Halbleiterschalter oder eine dritte Diode zwischen der ersten Induktivität und dem Minuspol der Eingangsspannung. Normalerweise kann der Aufwärtswandler prinzipbedingt nur höhere Spannungen als die Eingangsspannung an seinem Ausgang erzeugen. Durch den fünf ten und sechsten Halbleiterschalter ist es vorteilhaft mög lich, auch kleinere Spannungen als die Eingangsspannung dar zustellen. Weist die Schaltung den sechsten Halbleiterschal ter auf, werden beide Energieflussrichtungen unterstützt.

Weist die Schaltung die dritte Diode auf, wird die Energief lussrichtung von der Seite der Eingangsspannung her unter stützt .

- Die Schaltung kann eine dritte Induktivität umfassen, die in der ersten Serienschaltung seriell zwischen den ersten Halbleiterschalter oder die erste Diode und den zweiten Halb leiterschalter geschaltet ist. Hierdurch wird das mögliche Übersetzungsverhältnis für den Aufwärtswandler weiter erhöht. Dabei sind die erste und dritte Induktivität als eine gemein same Induktivität mit einem Mittelabgriff für den zweiten Halbleiterschalter aufgebaut. Mit gemeinsamer Induktivität ist dabei gemeint, dass die Induktivitäten einen gemeinsamen magnetischen Kreis aufweisen, also auf einem gemeinsamen Kern angeordnet sind.

- Die Schaltung kann eine vierte Induktivität umfassen, die in der zweiten Serienschaltung seriell zwischen den dritten Halbleiterschalter und den vierten Halbleiterschalter oder die zweite Diode geschaltet ist. Hierdurch wird das mögliche Übersetzungsverhältnis für den Inverswandler weiter erhöht. Dabei sind die zweite und vierte Induktivität als eine ge meinsame Induktivität mit einem Mittelabgriff für den dritten Halbleiterschalter aufgebaut. Mit gemeinsamer Induktivität ist dabei wie bei der ersten und dritten Induktivität ge meint, dass die Induktivitäten einen gemeinsamen magnetischen Kreis aufweisen, also auf einem gemein-samen Kern angeordnet sind .

- Die Halbleiterschalter des Aufwärtswandlers und des Invers wandlers können durch die Steuerungseinrichtung in versetzter Taktung betrieben werden. Hierdurch wird bewirkt, dass die Schaltfrequenz der Schaltung gegenüber der Schaltfrequenz der Halbleiterschalter beispielsweise im Aufwärtswandler verdop- pelt erscheint. Die nötige Größe für die Induktivitäten und Kapazitäten von EMV-Filtern, beispielsweise am Eingang des Wandlers, wird dadurch verringert. Die Bauelemente werden dadurch deutlich kleiner und leichter. Da Größe und Gewicht dieser Bauelemente typischerweise einen erheblichen Anteil an der Gesamtgröße und am Gesamtgewicht eines Wandlers haben, wird dadurch der gesamte Wandler in merklicher Weise kleiner und leichter.

- Der Aufwärts- und der Inverswandler können so betrieben werden, dass ihre Ausgangsspannungen gleich sind. Alternativ können sie so betrieben werden, dass ihre Ausgangsspannungen verschieden voneinander sind.

- Die Steuerung kann einen ersten und zweiten Komparator um fassen, denen als erstes Eingangssignal der gemessene Strom zugeführt wird, wobei der obere Schwellwert dem ersten Kompa rator als zweites Eingangssignal zugeführt wird und der unte re Schwellwert dem zweiten Komparator als zweites Eingangs signal zugeführt wird. Die Steuerung kann einen digitalen Controller umfassen, der den oberen und unteren Schwellwert über einen D/A-Wandler (Digital-Analog-Wandler, DAC) an die Komparatoren weitergibt. Die Ausgänge der Komparatoren können in einem Modulator zu Steuersignalen für die Leistungshalb leiter gewandelt werden. Es ergibt sich ein einfacher Aufbau, da mittlerweile Mikrocontroller verfügbar sind, bei denen D/A-Wandler, Komparatoren und der Modulator integriert sind. Das Verfahren kann damit also ohne zusätzliche Hardware rea lisiert werden.

- Die Steuerung kann die Schwellwerte aus vorgebbaren Werten für den Mittelwert des Stroms und für den Rippelstrom in der Ausgangsleitung berechnen. Beispielsweise können die Schwell werte aus Summe und Differenz von Mittelwert und Rippelstrom berechnet werden. Vorteilhaft müssen dann von außerhalb der Steuerung nur für den Betrieb relevante Werte vorgegeben wer den, während die Steuerung daraus die richtigen Regelwerte erzeugt .

- Die Steuerung kann ausgestaltet sein, einen Mindestwert für den Rippelstrom zu verwenden. Mit anderen Worten kann die Steuerung erzwingen, dass ein Mindestabstand zwischen oberem und unterem Schwellwert eingehalten wird, wobei dieser Min destabstand dem Mindestwert für den Rippelstrom entspricht. Dadurch wird erreicht, dass die sich durch den Ab-stand zwi schen den Schwellwerten ergebende Schaltfrequenz , die bei sinkendem Rippelstrom ansteigt, nicht zu hoch wird.

- Die Steuerung kann als oberen und unteren Schwellwert Werte verwenden, die unterschiedliche Stromrichtungen kennzeichnen. Der vom Betrag geringere Schwellwert kann jeweils so gewählt werden, dass er ein anderes Vorzeichen hat als der gewünschte mittlere Strom. Dadurch wird besonders vor-teilhaft ein Umla den der Ausgangskapazitäten der Leistungs-halbleiter erlaubt. Dadurch wiederum wird es möglich, die Leistungshalbleiter bei geringer Spannung, idealerweise spannungsfrei einzuschalten. Mit anderen Worten wird der Rippelstrom dabei so groß ge wählt, dass die Schwellwerte unterschiedliches Vorzeichen an nehmen, also unterschiedliche Stromrichtung kennzeichnen. Die halbe Amplitude des Rippelstroms ist dann größer als der Strommittelwert. Es kann auch ausreichend sein, als einen der Schwellwerte den Wert 0 A zu verwenden. Auch damit wird ein Umladen der Ausgangskapazitäten der Leistungshalbleiter er laubt und somit ein spannungsfreies Einschalten ermöglicht.

- Vorteilhaft kann die Steuerung denjenigen Schwellwert, der eine andere Stromrichtung kennzeichnet als die Stromrichtung des Mittelwerts für den Strom, aus der summierten Ausgangska- pazität der Leistungshalbleiter, der Induktivität in der Aus gangsleitung und der Spannung an Eingang und Ausgang der Halbbrücke berechnen.

- Die Steuerung kann die Totzeiten so einstellen, dass ein spannungsfreies Anschalten der Leistungshalbleiter passiert. Hierdurch wird eine erhebliche Reduzierung der Schaltverluste erreicht. Weiterhin wird auch eine erhebliche Verbesserung der EMV-Eigenschaften erreicht, da ein resonanter Umschwing vorgang stattfindet. Die Flanken der Schaltspannung werden dadurch deutlich flacher und abgerundet. Das Spektrum einer solchen Schaltspannung zeigt erheblich niedrigere Amplituden in den Oberschwingungen.

- Die Steuerung kann dazu die Totzeiten berechnen oder aus einer gespeicherten Wertetabelle auswählen. Die Berechnung kann beispielsweise aus der summierten Ausgangskapazität der Leistungshalbleiter, der Induktivität in der Ausgangsleitung und der Spannung an Eingang und Ausgang der Halbbrücke pas sieren. Alternativ kann die Halbbrücke Mittel zur Messung der Spannung über den ersten und zweiten Leistungshalbleiter auf weisen. Eine Schaltung kann dann anhand der gemessenen Span nung erfolgen, was ein sicheres resonantes Schalten ermög licht .

- Erste und zweite Totzeit sind zweckmäßig voneinander ver schieden, da das Umladen der Kapazitäten der Leistungshalb leiter bei unterschiedlichen absoluten Strömen stattfindet und damit unterschiedlich lange dauert.

Weitere Vorteile und Merkmale sind der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Figuren zu entnehmen. In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Bauteile und Funktionen.

Es zeigen:

Figur 1 ein Solarpanel mit einem Mikro-Solarinverter in

Draufsicht,

Figur 2 das Solarpanel in Seitenansicht,

Figur 3 ein Schema der elektrischen Schaltung des Mikro-Solarinverters ,

Figuren 4 und 5 alternative Ausführungen für eine Eingangs stufe der elektrischen Schaltung,

Figur 6 eine weitere Ausführung für die Schaltung,

Figur 7 einen Stromkreisausschnitt mit einer Halbbrücke mit einer ersten Ansteuerschaltung,

Figur 8 ein Schaltschema und Stromverlauf,

Figur 9 die Halbbrücke mit einer zweiten Ansteuerschaltung, Figur 10 die Halbbrücke mit einer dritten Ansteuerschaltung, Figur 11 ein simuliertes Schaltverhalten.

Figur 1 zeigt eine stark schematisierte Draufsicht auf die Rückseite eines beispielhaften Solarpanels 1 mit einem zum Solarpanel 1 zugehörigen Mikro-Solarinverter 2. Der Mikro-Solarinverter 2 ist nahe einer Seitenkante des Solarpanels 1 angeordnet. Das Solarpanel 1 ist von einem Rahmen 3 einge fasst. Figur 2 zeigt eine Seitenansicht des Solarpanels 1. In der Seitenansicht ist erkennbar, dass der Mikro-Solarinverter 2 auf der Rückseite des Solarpanels 1 aufliegt. Dabei ist der Mikro-Solarinverter 2 derart flach, dass er den Rahmen 3 nicht überragt. Mit anderen Worten ist die Höhe des Mikro-Solarinverters 2 geringer als der Überstand des Rahmens über die Rückseite des Solarpanels 1. Dazu beträgt die Höhe des Mikro-Solarinverters 2 in diesem Beispiel 22 mm, wobei andere mögliche Werte für die Höhe 24 mm, 20 mm oder 19 mm betragen. In der Seitenansicht ist erkennbar, dass dadurch, dass der Mikro-Solarinverter 2 den Rahmen 3 nicht überragt, ein sol- ches Solarpanel 1 mit einer Verpackung umschließbar ist, de ren Abmessungen durch den Mikro-Solarinverter 2 nicht beein flusst werden, sondern deren Größe vielmehr nur durch den Rahmen 3 gegeben ist.

Um die geringe Höhe im Vergleich zu bekannten Mikro-Solarinvertern zu realisieren, ist es nötig, vor allem bei den passiven Bauteilen, speziell bei induktiven und kapaziti ven Bauteilen, eine Verringerung der benötigten Größe zu be wirken. Dazu wird in diesem Ausführungsbeispiel eine Schal tung im Mikro-Solarinverter 2 verwendet, die in Fig. 3 sche matisch wiedergegeben ist.

Die Schaltung umfasst eine Eingangsstufe E, eine Vollbrücke V und einen Ausgangsfilter. Die Eingangsstufe E entspricht in seinem Aufbau einer Zusammenschaltung eines Aufwärtswandlers und eines Inverswandlers, wobei die jeweiligen Ausgänge in Reihe geschaltet sind. Die Eingangsstufe E hat einen ersten und zweiten Eingangsanschluss 11A, 11B für die Eingangsspan nung, wobei der erste Eingangsanschluss 11A als positiver Pol zu verwenden ist. Weiterhin weist die Eingangsstufe E einen ersten und zweiten Ausgangsanschluss 13A, 13B auf, wobei der erste Ausgangsanschluss 13A ebenfalls typischerweise den po sitiven Pol darstellt. Die Eingangsstufe E weist weiterhin drei elektrische Knotenpunkte 12A, 12B, 12C auf, anhand derer der Aufbau beschrieben wird.

Der erste Knotenpunkt 12A ist direkt mit dem zweiten Ein gangsanschluss 11B verbunden und weiterhin mit Masse verbun den. Zwischen dem ersten Eingangsanschluss 11A und dem zwei ten Knotenpunkt 12B ist eine erste Induktivität LI angeord net. Zwischen dem ersten Ausgangsanschluss 13A und dem zwei ten Knotenpunkt 12B ist ein erster Halbleiterschalter S1 an geordnet. Zwischen dem zweiten Knotenpunkt 12B und dem ersten Knotenpunkt 12A ist ein zweiter Halbleiterschalter S2 ange ordnet. Zwischen dem ersten Ausganganschluss 13A und dem ersten Knotenpunkt 12A ist ein erster Kondensator CI angeordnet, der den Ausgang des Aufwärtswandlers darstellt, der aus der ersten Diode Dl, dem zweiten Halbleiterschalter S2 und der ersten Induktivität LI gebildet ist. Zwischen dem ersten Ein gangsanschluss 11A und dem dritten Knotenpunkt 12C ist ein dritter Halbleiterschalter S3 angeordnet. Zwischen dem zwei ten Ausgangsanschluss 13B und dem dritten Knotenpunkt 12C ist ein vierter Halbleiterschalter S4 angeordnet. Zwischen dem dritten Knotenpunkt 12C und dem ersten Knotenpunkt 12A ist eine zweite Induktivität L2 angeordnet. Zwischen dem zweiten Ausganganschluss 13B und dem ersten Knotenpunkt 12A ist ein zweiter Kondensator C2 angeordnet, der den Ausgang des In verswandlers darstellt, der aus der zweiten Diode D2, dem dritten Halbleiterschalter S3 und der zweiten Induktivität L2 gebildet ist. Die Halbleiterschalter S1...4 im Wandler 10 sind in diesem Beispiel GaN-Schalter . Diese ermöglichen eine be sonders hohe Schaltfrequenz , die wiederum dafür sorgt, dass passive Komponenten eine geringere Baugröße haben können. An der Stelle der GaN-Schalter können auch andere Wide-Bandgap-Schalter verwendet werden. Die Schaltfrequenz für diese

Schalter ist variabel, wie im folgenden beschrieben und liegt zwischen Werten von etwa 100 kHz und etwa 500 kHz.

Im Betrieb der Schaltung erzeugt der Aufwärtswandler eine po sitive Spannung am ersten Kondensator CI. Diese positive Spannung ist prinzipbedingt mindestens so groß wie die Eingangsspannung an den Eingangsanschlüssen 11A, 11B. Der In verswandler wiederum erzeugt eine negative Spannung am zwei ten Ausgangsanschluss 13B relativ zum ersten Knotenpunkt 12A. Durch die Serienschaltung der beiden Kondensatoren CI, C2 ist die Ausgangsspannung zwischen den beiden Ausgangsanschlüssen 13A, 13B dem Betrag nach die Summe der Beträge der beiden er- zeugten Spannungen. Somit ist das Übersetzungsverhältnis, das sich bei einer gegebenen Ein- und Ausgangsspannung ergibt, für den Aufwärtswandler und den Inverswandler jeweils hal biert .

Die Ausgangsanschlüsse 13A, 13B der Eingangsstufe E sind mit den Außenanschlüssen der Vollbrücke V verbunden. Die Vollbrü cke V umfasst vier weitere Halbleiterschalter S7, S8, S9,

S10. Der Mittelanschluss einer ersten Halbbrücke der Vollbrü cke V mit dem siebten und neunten Halbleiterschalter S7, S9 ist mit einer fünften Induktivität L5 verbunden. Der Mittel anschluss der zweiten Halbbrücke der Vollbrücke V mit dem achten und zehnten Halbleiterschalter S8, S10 ist mit einer sechsten Induktivität L6 verbunden. Die Mittelanschlüsse sind weiterhin über einen dritten Kondensator C3 verbunden. Die beiden Mittelanschlüsse sind weiterhin mit einem EMI-Filter 61 verbunden. Der Ausgang des EMI-Filters 61 stellt die bei den Ausgangsanschlüsse 53A, 53B für die Schaltung dar. Am Schaltungseingang ist eine nicht in der Figur dargestellte große Kapazität vorhanden, um eine möglichst wenig pulsieren de Leistung aus den Solarpanels zu ziehen.

Nicht in Figur 3 dargestellt ist eine Steuerungseinrichtung für die Schaltung, die die Ansteuerung der Halbleiterschalter S1...S8 vornimmt. Für die Funktion als Wechselrichter werden der erste und zweite Halbleiterschalter Sl, S2, d.h. der Auf wärtswandler, derart mit einer Pulsweitenmodulation angesteu ert, dass am Ausgang des Aufwärtswandlers, d.h. am ersten Kondensator CI, der Verlauf der Spannung UC1 die Form von aufeinanderfolgenden Halbwellen annimmt. Der dritte und vier te Halbleiterschalter S3, S4, d.h. der Inverswandler, werden so angesteuert, dass am Ausgang des Inverswandlers, d.h. am zweiten Kondensator C2, der Verlauf der Spannung UC2 eben falls die Form von aufeinanderfolgenden Halbwellen annimmt.

Der Aufwärtswandler und der Inverswandler werden also im Ge gensatz zum typischen Betrieb als DC-DC-Wandler nun so be trieben, dass sie an ihrem Ausgang jeweils gerade keine konstante DC-Spannung erzeugen. Die Polarität der Spannung UC2 am zweiten Kondensator ist dabei derart, dass sich in Summe eine erhöhte Amplitude für den Spannungsverlauf zwischen dem ersten und zweiten Ausgangsanschluss 13A, 13B ergibt. Bei gleicher Amplitude der beiden Spannungsverläufe UC1, UC2 ergibt sich in Summe die doppelte Amplitude für die Halbwelle .

Die sich ergebende Halbwelle liegt an den Außenanschlüssen der Vollbrücke V an. Die Vollbrücke V wird nun derart angesteuert, dass die Polarität der Halbwelle mit jeder Halbwelle wechselt und sich somit ein im Idealfall sinusförmiger Span nungsverlauf zwischen den Mittelanschlüssen der Vollbrücke V ergibt. Hierzu wird zwischen zwei Schaltzuständen gewechselt. Im ersten Schaltzustand sind der achte und neunte Halbleiterschalter S8, S9 angeschaltet und der siebte und zehnte Halbleiterschalter S7, S10 abgeschaltet. Im zweiten Schaltzustand sind der siebte und zehnte Halbleiterschalter S7, S10 angeschaltet und der achte und neunte Halbleiterschalter S8, S9 abgeschaltet. Der Wechsel zwischen diesen Schaltzuständen er folgt dabei mit jeder Halbwelle. Zweckmäßig entspricht die Frequenz des sich ergebenden sinusförmigen Spannungsverlaufs der Frequenz des Versorgungsnetzwerks, also beispielsweise 50 Hz. Die Halbwellen werden dann so erzeugt, dass sie mit 100 Hz aufeinanderfolgen und die Vollbrücke V muss die Polarität mit 100 Hz umschalten, sodass sich aus je zwei Halbwellen ei ne vollständige Sinus-Welle ergibt. Daraus folgt, dass die Halbleiterschalter S7...S10 mit nur 100 Hz schalten müssen, al so für Umrichterverhältnisse vergleichsweise selten. Deshalb können in der Vollbrücke vorteilhaft solche Schalter verwendet werden, die für geringe Leitungsverluste optimiert sind.

Da in der Schaltung der Figur 3 der Aufwärtswandler nicht in der Lage ist, eine geringere Spannung als die Eingangsspannung an seinem Ausgang zu erzeugen, ist die erzeugte Halbwel le am ersten Kondensator CI unvollständig. In Zeitbereichen, in denen die Spannung dem Verlauf der Halbwelle nach eigent lich geringer als die Eingangsspannung sein müsste, ent spricht sie trotzdem etwa der Eingangsspannung. Die Steue rungseinrichtung ist zweckmäßig dafür ausgelegt, dieses Problem zu behandeln. Dafür kann die Steuerungseinrichtung ausge staltet sein, zumindest in den genannten Zeitbereichen den Spannungsverlauf der Sinuswelle durch die Schaltung der Halbleiterschalter S7...S10 der Vollbrücke V zu erzeugen. Hierzu müssen in diesen Zeitbereichen die Halbleiterschalter S7...S10 hochfrequent geschaltet werden und die Spannungsform per Pulsweitenmodulation eingestellt werden. Die fünfte und sechste Induktivität L5, L6 sowie der dritte Kondensator C3 sind ausgestaltet für die nötige Filterung der sich ergeben den Spannungsform auch bei einer hochfrequenten Schaltung der Vollbrücke V.

Die Figuren 4 und 5 zeigen alternative Ausgestaltungen der Eingangsstufe E. Die Eingangsstufe 30 gemäß Figur 4 umfasst die Komponenten der Eingangsstufe E gemäß Figur 3. Zusätzlich ist zwischen der ersten Induktivität LI und dem ersten Ein gangsanschluss 11A ein vierter Knotenpunkt 12D vorhanden. Zwischen dem vierten Knotenpunkt 12D und dem ersten Eingangs anschluss 11A ist ein fünfter Halbleiterschalter S5 angeord net. Ein sechster Halbleiterschalter S6 ist zwischen dem vierten Knotenpunkt 12D und dem ersten Knotenpunkt 12A angeordnet .

Durch die zusätzlichen Halbleiterschalter S5, S6 in Verbin dung mit den Komponenten des Aufwärtswandlers wird eine Korn- bination aus Abwärts- und Aufwärtswandler (engl, ein Buck-Boost-Converter) realisiert. Durch Abschalten des sechsten Halbleiterschalters S6 und Einschalten des fünften Halb leiterschalters S5 können die Eigenschaften des Aufwärtswand lers hergestellt werden. Ist eine Ausgangsspannung zu erzeu gen, die geringer als die Eingangsspannung ist, kann der ers te Halbleiterschalter S1 angeschaltet und der zweite Halb leiterschalter S2 abgeschaltet werden und somit nur der Ab wärtswandler verwendet werden. Somit fällt die Einschränkung des Wandlers gemäß Figur 3 bezüglich der Ausgangsspannung weg und alle positiven DC-Spannungen und Wellenformen können er zeugt werden, deren Amplitude nicht zu groß ist.

In einer alternativen Betriebsform können der erste, zweite, fünfte und sechste Halbleiterschalter Sl, S2, S5, S6 diagonal geschaltet werden. Dafür wird zwischen zwei Schaltzuständen gewechselt, wobei im ersten Schaltzustand der erste und sechste Halbleiterschalter Sl, S6 angeschaltet sind und im zweiten Schaltzustand der zweite und fünfte Halbleiterschal ter S2, S5 angeschaltet sind. In dieser Betriebsform agieren der Aufwärtswandler und der Abwärtswandler also zur gleichen Zeit und nicht unabhängig voneinander.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel für die Eingangsstufe ist in Figur 5 dargestellt. Die Eingangsstufe 40 gemäß Figur 5 geht im Aufbau von der Eingangsstufe gemäß der Figur 3 aus. Zu sätzlich zu diesem weist die Eingangsstufe 40 aber eine drit te Induktivität L3 zwischen dem zweiten Knotenpunkt 12B und dem ersten Halbleiterschalter Sl auf. Die erste und die drit te Induktivität LI, L3 sind in diesem Beispiel als gemeinsame Induktivität mit Mittelabgriff aufgebaut, an den der zweite Halbleiterschalter S2 anschließt.

Weiterhin weist die Eingangsstufe 40 eine vierte Induktivität L4 zwischen dem dritten Knotenpunkt 12C und dem vierten Halb leiterschalter S4 auf. Die zweite und die vierte Induktivität L2, L4 sind analog zur ersten und dritten Induktivität LI, L3 in diesem Beispiel als gemeinsame Induktivität mit Mittelab griff aufgebaut, an den der dritte Halbleiterschalter S3 an schließt. Durch den Aufbau der Eingangsstufe 40 gemäß Figur 5 können noch höhere Übersetzungsverhältnisse zwischen der Aus gangs- und der Eingangsspannung erreicht werden.

Figur 6 zeigt als weiteres Ausführungsbeispiel für die Schal tung des Mikro-Solarinverters 2 einen Wechselrichter 90, der für die Verwendung in einem Einphasen-Dreileiternetzwerk (engl, split phase grid) ausgestaltet ist. Der Aufbau des Wechselrichters 90 entspricht einschließlich der Gestaltung der Steuerungseinrichtung weitgehend dem Aufbau der Schaltung gemäß Figur 3. Zusätzlich ist aber der erste Knotenpunkt 12A als weiterer Eingang für den EMI-Filter 61 vorgesehen und wird als Neutralleiter aus diesem herausgeführt. Die sonstige Funktionalität entspricht der Schaltung gemäß Figur 3.

Figur 7 zeigt einen stark vereinfachten Ausschnitt aus einem Stromkreis 100 mit einer Halbbrücke 102, die beispielsweise dem Paar aus erstem und zweitem Halbleiterschalter Sl, S2 und/oder dem Paar aus drittem und viertem Halbleiterschalter S3, S4 der Figur 3 entspricht. Die Halbbrücke 102 kann auch einer der Brücken aus der Vollbrücke V sein. Die Halbbrücke 102 umfasst zwei in Serie geschaltete Leistungshalbleiter 108, 110 wie beispielsweise MOSFETs. Häufig ist die Halbbrü cke 102 mit den Außenanschlüssen 104, 106 an eine Gleichspan nung 114 angeschlossen, beispielsweise an den Zwischenkreis eines Umrichters. Der Mittelanschluss 112 zwischen den Leis tungshalbleitern 108, 110 ist mit einer induktiven Last 116 verbunden. Die induktive Last 116 steht stellvertretend für alle Sorten von Lasten, die auch nur teilweise induktiv sein können und für solche Aufbauten, in denen der induktive Teil der Last beispielsweise durch eine Leitungsinduktivität zu stande kommt. Die induktive Last 116 kann also ebenso gut ein dediziertes Bauteil sein wie ein parasitäres Element oder beides zusammen.

Die Ansteuerung der Leistungshalbleiter 108, 110 wird durch eine Steuereinheit 120 vorgenommen. Die Steuereinheit 120 um fasst einen digitalen Controller 122, einen ersten und zwei ten Komparator 124, 126 und einen Modulator 128. Es ist mög lich, dass diese Elemente Teile eines einzelnen Mikrocontrol lers sind und somit als ein einzelner Baustein aufgebaut sind. Ebenso können diese Elemente aber auch teilweise oder vollständig als separate Bauteile vorliegen. Ferner umfasst die Steuereinheit 120 eine Strommessvorrichtung 130, die den vom Mittelanschluss 112 ein- oder ausgehenden Strom als Sig nal 131 erfasst.

Der erste Komparator erhält als Eingangssignale das Signal 131 für den gemessenen Strom und einen ersten Schwellwert 132 für den maximalen Strom. Der zweite Komparator erhält als Eingangssignale ebenfalls das Signal 131 für den gemessenen Strom und einen zweiten Schwellwert 134 für den minimalen Strom. Die Schwellwerte 132, 134 werden vom Controller 122 zur Verfügung gestellt. Der Controller 122 kann diese bei spielsweise aus Vorgabe-Werten für den mittleren Strom und den Stromrippel errechnen. Diese Vorgabe-Werte können von au ßen, beispielsweise durch eine übergeordnete Umrichter-Steuerung vorgegeben sein oder vom Controller 122 selbst be stimmt werden. Die Ausgangssignale der Komparatoren 124, 126 werden in den Modulator 128 eingespeist. Der Modulator 128 setzt diese sowie gespeicherte Werte für anzuwendende Totzei- ten in Ansteuersignale für die Leistungshalbleiter 108, 110 um, die an den jeweiligen Gatetreiber weitergegeben werden.

Durch den Vergleich des gemessenen Stroms mit den Schwellwer ten 132, 134 für den maximalen und minimalen Strom und die

Weitergabe in den Modulator 128 wird erreicht, dass bei Er reichen des maximalen Stroms der aktive Leistungshalbleiter 108, 110 abgeschaltet wird und nach Abwarten der Totzeit zur Verhinderung eines Kurzschlusses in der Halbbrücke 102 der andere Leistungshalbleiter 108, 110 eingeschaltet wird. Bei Erreichen des minimalen Stroms wird ebenfalls der aktive Leistungshalbleiter 108, 110 abgeschaltet und nach Abwarten der Totzeit der andere Leistungshalbleiter 108, 110 einge schaltet .

Ein sich ergebendes Schaltschema mit einem Schaltverlauf 202 für den oberen Leistungshalbleiter 108, einem Schaltverlauf 204 für den unteren Leistungshalbleiter 110, einem Spannungs verlauf 206 über den unteren Leistungshalbleiter 110 ist zu sammen mit einem sich ergebenden vereinfachten Stromverlauf 208 in Figur 8 dargestellt. Die Totzeiten 210, 212, die nach dem Abschalten eines jeweiligen Leistungshalbleiters 108, 110 verstreichen, sind dabei stark verlängert für bessere Erkenn barkeit. Figur 8 zeigt, dass der sich ergebende Stromverlauf näherungsweise dreieckig ist.

Ist der Stromverlauf zu einer beliebigen Zeit flacher, wird der entsprechende Schwellwert 132, 134 später erreicht und die Abschaltung des entsprechenden Leistungshalbleiters 108, 110 passiert erst später. Das beschriebene Vorgehen zur Steu erung der Leistungshalbleiter 108, 110 arbeitet also nicht mit einer festen Schaltfrequenz . Die momentane effektive Schaltfrequenz ergibt sich vielmehr aus den Vorgaben der Schwellwerte 132, 134 oder den Vorgaben zu dem mittleren Strom und dem Rippelstrom, der Induktivität 116 und den Span nungen 114, 117, die die Stromsteilheit mitbestimmt. Die mo mentane Schaltfrequenz kann daher auch schwanken und kann sich ändern, wenn die Vorgabe-Werte geändert werden.

In der Schaltung der Figur 3 können solche Halbbrücken beson ders vorteilhaft verwendet werden, wenn der erzeugte Span nungsverlauf eine Wellenform ist, beispielsweise die Folge von Sinus-Halbwellen. Die Halbbrücken erzeugen diese dann nicht in der sonst üblichen Pulsweitenmodulation mit fest vorgegebener Schaltfrequenz , aber laufend angepasstem Tast grad. Vielmehr wird der Strommittelwert, der zum Momentanwert der Halbwellenform passt, laufend angepasst. Die Steuerung 120 legt zum Strommittelwert passende obere und untere

Schwellwerte fest, die damit ebenfalls laufend variieren. Die richtige Spannung ergibt sich durch die Schaltung der Leis tungshalbleiter 108, 110, die in der Schaltung der Figur 3 dem Paar aus erstem und zweitem Halbleiterschalter Sl, S2 und/oder dem Paar aus drittem und viertem Halbleiterschalter S3, S4 entsprechen, wobei die Schaltung den Schwellwerten folgt und somit die richtige Spannung automatisch erreicht.

Figur 9 zeigt wieder einen Ausschnitt aus einem Stromkreis mit der Halbbrücke , aber mit einem veränderten Aufbau der Steuereinheit 120. In diesem Fall werden die Totzeiten 210, 212 nicht mehr im Modulator fest hinterlegt, sondern vielmehr vom Controller 122 vorgegeben. Die Totzeiten 210, 212 können damit vom Controller 122 verändert und der Betriebssituation angepasst werden. Eine solche Anpassung kann dazu verwendet werden, die Schaltverluste zu reduzieren, indem ein resonan-tes Umladen der Ausgangskapazitäten der Leistungshalbleiter 108, 110 erlaubt wird.

Hierzu wird bei einem positiven Mittelwert des Stroms der Schwellwert 134 für den minimalen Strom auf einen negativen Wert gesetzt, also auf einen Wert mit einem anderen Vorzei chen als der Mittelwert und der Schwellwert 132 für den maxi malen Strom. Ist der Mittelwert des Stroms negativ, wird der Schwellwert 132 für den maximalen Strom auf einen positiven Wert gesetzt, also wiederum auf einen Wert mit einem anderen Vorzeichen als der Mittelwert und der Schwellwert 134 für den minimalen Strom.

Die für das Umladen nötigen Werte können in ausreichender Nä herung wie folgt berechnet werden:


Dabei bezeichnen:

IL den unteren Schwellwert 134 für den Strom

L den Wert der Induktivität 116 in der Ausgangsleitung

Ui die Spannung über die beiden Leistungshalbleiter 108, 110, also zwischen dem oberen Außenanschluss 104 des oberen Leis tungshalbleiters 108 und dem unteren Außenanschluss 106 des unteren Leistungshalbleiters 110

U2 die Spannung 117

C die summierte Ausgangskapazität der Leistungshalbleiter 108, 110, also

C = C0SS,S1 + C0SS,S2

und

Dabei bezeichnet IH den oberen Schwellwert 132 für den Strom

Hat der Term unter der Wurzel einen Wert < 0, wird der jewei lige Schwellwert auf 0 gesetzt.

Die Totzeiten 210, 212 können auf verschiedene Weise vom Con troller 122 bestimmt werden. Die geeignete Bestimmung der Totzeiten 210, 212 ermöglicht das spannungsfreie Einschalten der Leistungshalbleiter 108, 110. Zum einen können die Tot zeiten 210, 212 berechnet werden oder aus einer vorab be stimmten und gespeicherten Tabelle (Look-Up) ausgelesen wer den .

Für eine Berechnung der Totzeiten 210, 212 können in ausrei chender Näherung beispielsweise folgende Formeln verwendet werden :


Dabei bezeichnen:

tdioi,min die minimale Totzeit 210 für den oberen Leistungshalb leiter 108

L den Wert der Induktivität 116 in der Ausgangsleitung

Ui die Spannung über die beiden Leistungshalbleiter 108, 110, also zwischen dem oberen Außenanschluss 104 des oberen Leis tungshalbleiters 108 und dem unteren Außenanschluss 106 des unteren Leistungshalbleiters 110

U2 die Spannung 117

C die summierte Ausgangskapazität der Leistungshalbleiter 108, 110


Dabei bezeichnet:

tdb2 , min die minimale Totzeit 212 für den unteren Leistungs halbleiter 110

Eine weitere Möglichkeit besteht darin, eine bauliche Anpas sung vorzunehmen, die in Figur 10 dargestellt ist. Im Aufbau gemäß Figur 10 umfasst die Steuereinheit 420 je einen Span nungsmesseinrichtung 402, 404 für jeden der Leistungshalblei ter 108, 110. Die Signale 403, 405 der Spannungsmesseinrich tungen 402, 404 werden einem dritten und vierten Komparator 406, 408 zugeführt. Als jeweils zweites Eingangssignal für den dritten und vierten Komparator 406, 408 wird eine feste geringe Spannung, beispielsweise 1 V, verwendet. Die Aus gangssignale des dritten und vierten Komparators 406, 408 werden dem Modulator 128 zugeführt und von diesem verwendet, um als EinschaltZeitpunkt für den jeweiligen Leistungshalb leiter 108, 110 den Zeitpunkt zu verwenden, an dem die Span nung über den Leistungshalbleiter 108, 110 gering ist, also beispielsweise 1 V.

Figur 11 zeigt den Verlauf der Spannung 206, des Stroms 207 und der EinschaltZeiten 502a, b für den ersten und zweiten Leistungshalbleiter 108, 110 als Ergebnis einer Simulation. Die Schaltflanken der Spannung 206 sind erkennbar abgeflacht. Hier werden die Ausgangskapazitäten vor dem Einschalten des jeweiligen Leistungshalbleiters 108, 110 umgeladen. Dadurch erfolgt das Einschalten spannungsfrei. Die flacheren Flanken der Schaltspannung bedeuten deutlich niedrigere Amplituden der Oberschwingungen und sorgen somit auch für bessere EMV-Eigenschaften des Aufbaus.

Da bei sehr kleinen Stromrippelwerten die Schaltfrequenz sehr groß werden kann, ist es vorteilhaft, einen minimalen Wert für den Stromrippel zu realisieren. Der Controller 122 ist ausgestaltet, diesen minimalen Wert umzusetzen und einzuhal-ten. Dadurch wird die Schaltfrequenz auf ein gewünschtes Ma ximum begrenzt.