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1. (WO2004075405) BETRIEB EINER HALBBRÜCKE, INSBESONDERE EINER FELDEFFEKTTRANSISTOR-HALBBRÜCKE
Anmerkung: Text basiert auf automatischer optischer Zeichenerkennung (OCR). Verwenden Sie bitte aus rechtlichen Gründen die PDF-Version.

Beschreibung

Betrieb einer Halbbrücke, insbesondere einer Feldeffekttransistor-Halbbrücke

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Steuern eines Betriebes einer Halbbrücke durch Pulsweitenmodulation, insbesondere im Synchrongleichrich-tungsbetrieb. Die Halbbrücke weist zumindest ein steuerbares Brückenventil auf, das einen gegen stromführende Anschlüsse des Brückenventils elektrisch isolierten Steueranschluss hat.

Feldeffekttransistor-Halbbrücken und andere, z. B. IGBTs aufweisende Halbbrücken werden insbesondere in Stromumrichtern und Gleichspannungswandlern eingesetzt, z. B. in der Kraftfahrzeugtechnik.

Es sind bereits elektrische Bordnetze von Kraftfahrzeugen mit Teil-Bordnetzen vorgeschlagen worden, die unterschiedliche Nennspannungen haben, insbesondere 36 Volt und 12 Volt. Die

Teil-Bordnetze sind über einen Gleichspannungswandler mit einer MOSFET-Halbbrücke miteinander gekoppelt. Ein Stromgenerator ist dabei an das Teil-Bordnetz mit 36 Volt Nennspannung angeschlossen. Es ist daher eine Aufgabe des Gleichspannungs-wandlers, elektrische Energie in das Teil-Bordnetz mit 12

Volt Nennspannung zu übertragen. Es kann jedoch auch vorkommen, dass elektrische Energie umgekehrt in das Teil-Bordnetz mit 36 Volt Nennspannung zu übertragen ist. Wegen der großen vorkommenden Energieströme werden Leistungshalbleiter für den Gleichspannungswandler benötigt. Es kommen daher vorwiegend n-Kanal-MOSFETs in der Halbbrücke zum Einsatz.

Bei der Synchrongleichrichtung werden beide Brückenventile der Halbbrücke aktiv geschaltet, um Verluste zu reduzieren und einen effektiven Energiestrom auch in das Teil-Bordnetz mit der höheren Nennspannung zu ermöglichen.

Beim Ausschalten eines der Brückenventile muss Ladung aus dem isolierten Steueranschluss des Brückenventils abgeführt bzw. dorthin zugeführt werden, je nach Typ des Brückenventils. In der weiteren Beschreibung und in den Patentansprüchen wird lediglich der Fall behandelt, dass dabei im Sinne der konventionellen Stromrichtung ein Strom aus dem positiv geladenen Steueranschluss abfließen muss (z. B. Gate eines n-Kanal-MOSFET) . Sämtliche Teile der Beschreibung gelten jedoch analog auch für den umgekehrten Fall, z. B. eines p-Kanal-MOSFET. In diesem Fall wäre die Ausrichtung eventuell vorhandener richtungsselektiver Schaltungsbauteile anzupassen, z. B. die Sperr- und Durchflussrichtung von Dioden umzukehren.

Beim Ausschalten des Brückenventils kommt es zu steilen Span-nungsflanken, die bei der Auslegung von beteiligten Bauelementen und Schaltungsanordnungen hinsichtlich der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) zu berücksichtigen sind.

Insbesondere besteht die Gefahr, dass auf Grund der kapaziti-ven Kopplung zwischen dem Steueranschluss und den stromführenden Anschlüssen (wodurch ein kapazitiver Spannungsteiler gebildet ist) und auf Grund der steigenden Spannung an den stromführenden Anschlüssen die Spannung zwischen dem Steueranschluss und einem ersten der stromführenden Anschlüsse (z. B. zwischen Gate und Source) wieder auf einen Wert gehoben wird (oder diesen Wert nicht unterschreitet) , der über der zum Einschalten des Brückenventils erforderlichen Schwellenspannung liegt. Die Folge' wäre ein Brückenkurzschluss, der Verluste und EMV-Störungen verursacht.

Eine Möglichkeit, dieser Gefahr zu begegnen, besteht darin, den Steueranschluss durch eine negative Treiberspannung in einem Zustand zu halten, der sicherstellt, dass die durch die kapazitive Kopplung bewirkte Spannung nicht die Schwellen-Spannung erreicht. Dies bedeutet jedoch größeren Aufwand für den entsprechenden Treiber, der somit teurer in der Herstellung wird.

Eine weitere Möglichkeit besteht darin, der inhärenten Kapazität (z. B. zwischen Gate und Source) einen externen Kondensator parallel zu schalten und auf diese Weise die Gesamtka-pazität zu erhöhen. Dadurch nimmt die Spannung zwischen diesen Anschlüssen langsamer zu und/oder es stellt sich eine geringere Spannung ein. Bei dieser Lösung erhöht sich der Aufwand für die Abführung der Ladung aus dem Steueranschluss beim Ausschalten bzw. für die Zuführung der Ladung in den Steueranschluss beim Einschalten. Im Ergebnis muss der Treiber für das Schalten größerer Ströme in der selben Schaltzeit ausgelegt werden, wodurch er wiederum teurer in der Herstellung wird, oder es müssen längere Schaltzeiten in Kauf genommen werden.

Noch eine weitere Möglichkeit besteht darin, den bei dem Stromfluss zu und von dem Steueranschluss beteiligten Treiberbereich so auszulegen, dass er eine besonders niedrige Induktivität hat. Dies ermöglicht es, einer unerwünschten Auf-ladung des Steueranschlusses entgegenzusteuern, indem man in kurzer Zeit Ladung abtransportiert, d. h. die erforderlichen großen Ströme aus dem Steueranschluss fließen lässt. Erforderlich hierfür sind eine unmittelbare räumliche Nähe des Treiberbereichs zu dem Steueranschluss und ein für die Steue-rungsmaßnahmen entsprechend aufwändig ausgestalteter Treiber.

Es ist eine Aufgabe 'der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung und ein Verfahren der eingangs genannten Art bereitzustellen, die wirksam und bei möglichst geringem schaltungstechnischem Aufwand einen Brückenkurzschluss durch unbeabsichtigte Aufladung des Steueranschlusses verhindern.

Die Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 9 gelöst. Weiterbildungen sind Gegenstand der jeweils abhängigen Ansprüche.

Es wird eine Schaltungsanordnung zum Steuern eines Betriebes einer Halbbrücke durch Pulsweitenmodulation, insbesondere im Synchrongleichrichtungsbetrieb, vorgeschlagen, die folgendes aufweist:
- einen ersten Anschluss zum elektrischen Anschließen der
Schaltungsanordnung an einen isolierten Steueranschluss
(insbesondere einen ) eines Brückenventils der Halbbrücke,
einen zweiten Anschluss zum elektrischen Anschließen der Schaltungsanordnung an einen weiteren Anschluss, insbesondere einen Source-Anschluss, des Brückenventils,
eine elektrische Leitung, die den ersten Anschluss und den zweiten Anschluss elektrisch miteinander verbindet, und
- ein durch pulsweitenmodulierte Signale ein- und ausschaltbares elektrisches Ventil,
wobei das elektrische Ventil in der elektrischen Leitung angeordnet ist, sodass ein Stromfluss durch die Leitung freigebbar und sperrbar ist.

Die Schaltungsanordnung ist gekennzeichnet durch
zumindest ein induktives Bauelement in der genannten Leitung, sodass ein zeitlicher Verlauf eines elektrischen Stromflusses in der Leitung zusätzlich zu einem Einfluss einer etwaig vor-handenen parasitären Induktivität durch eine Induktivität des induktiven Bauelements beeinflusst wird.

Unter Anschluss wird auch verstanden, dass eine entsprechende elektrische Verbindung durch eine durchgehende elektrische Leitung bereits hergestellt ist. Insbesondere kann die Schaltungsanordnung zusammen mit der Halbbrücke eine schaltungstechnische Einheit bilden.

Durch die zusätzliche Induktivität des zumindest einen induk-tiven Bauelements kann erreicht werden, dass der Stromfluss aus dem Steueranschluss des Brückenventils für eine längere Zeit und/oder stabiler aufrechterhalten wird, als es ohne die zusätzliche Induktivität der Fall wäre: die Induktivität wirkt einem umgekehrten Stromfluss auf Grund einer ansteigenden Spannung im Brückenventil entgegen. Im Gegensatz zu dem oben beschriebenen Ansatz, die Induktivität zu minimieren, um möglichst schnell große Ströme schalten zu können, wird also genau der entgegengesetzte Weg beschritten. Statt einer unerwünschten Aufladung des Steueranschlusses durch aktive Maßnahmen entgegenzuwirken, wird der Stromfluss aus dem Steueranschluss heraus stabilisiert.

Zwar tritt auf Grund der Induktivität eine unvermeidliche Schaltverzögerung ein, jedoch kann die Größe der Induktivität so gewählt werden, dass die Schaltzeit akzeptabel ist. Die Größe der zusätzlichen Induktivität sollte daher auf den je-weiligen Anwendungsfall angepasst werden. Auch können trotz einer kleinen zusätzlichen Induktivität, wie im Folgenden noch genauer beschrieben wird, weitere Maßnahmen ergriffen werden, um die Stabilisierungswirkung der Induktivität über längere Zeit aufrechtzuerhalten.

Beispielsweise werden bei heutigen integrierten Treiberschaltungen Induktivitäten erzielt, die in der Regel wesentlich kleiner als 100 nH sind. Diese Angabe bezieht sich auf die Leitung , über die die Ladung aus dem Steueranschluss abge-führt wird. Bei einer Weiterbildung wird vorgeschlagen, dass die Induktivität des einen induktiven Bauelements oder der mehreren induktiven Bauelemente in der Leitung insgesamt zumindest 500 nH beträgt, vorzugsweise mindestens 2 μH beträgt.

Bei integrierten Schaltungen kann dies beispielsweise dadurch erreicht werden, dass das zumindest eine Bauelement einen aus ferri- und/oder ferromagnetischem Material und/oder weichmagnetischem Material bestehenden Bereich (z. B. aus Ferrit) aufweist, insbesondere ganz aus ferri- und/oder ferromagneti-schem oder weichmagnetischem Material besteht. Z. B. kann auf ein Trägermaterial (etwa ein Substrat oder eine Platine) ein perlenfÖrmiger oder tropfenartiger Bereich aus diesem Material ' aufgebracht werden.

Bei einer besonders bevorzugten Weiterbildung, mit der der zeitliche Verlauf des Stromflusses aus dem Steueranschluss beeinflusst werden kann, ist zwischen den ersten Anschluss und den zweiten Anschluss ein elektrisches Einwegventil geschaltet, sodass das ein- und ausschaltbare elektrische Ventil, das zumindest eine induktive Bauelement, entsprechende elektrisch verbindende Abschnitte der Leitung und das elektrische Einwegventil eine Masche bilden. Dabei ist das elektrische Einwegventil so geschaltet, dass ein direkter Stromfluss von dem ersten Anschluss durch das elektrische Einwegventil zu dem zweiten Anschluss gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch das elektrische Einwegventil möglich ist.

Beim Ausschalten des Brückenventils beginnt ein Strom aus dem Steueranschluss herauszufließen, der durch die Induktivität hindurch strömt. Mit fortschreitender Zeit wird daher die Spannung zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss abgebaut.

Ist das Einwegventil eine Halbleiterdiode wird schließlich das Vorzeichen der Spannung umgekehrt. Der Vorgang schreitet dann weiter fort, bis etwa ein der Durchbruchspannung der Diode entsprechender Wert erreicht ist. Dieser Wert kann über einen langen Zeitraum 'hinweg gehalten werden, da die Trägheit der Induktivität einen entsprechenden Stromfluss durch die Masche aufrechterhält.

Dadurch liegt also eine über das Einwegventil abfallende Spannung zwischen dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss an, die einer Wiederaufladung des Steueranschlusses auf Grund der in dem Brückenventil vorhandenen Kapazitäten und auf Grund einer über das ausgeschaltete Brückenventil abfallenden Spannung entgegenwirkt. Weiterhin stabilisiert auch der von der Induktivität aufrechterhaltene Stromfluss durch die Masche den Ladezustand des Steueranschlusses. Würde nämlich eine Aufladung des Steueranschlusses stattfinden, würde die entsprechende Ladung in der Stromflussrichtung abgeführt werden.

Die Masche bildet einen durch die beteiligten ohmschen Widerstände gedämpften Schwingkreis. Allerdings ist es wegen dem elektrischen Einwegventil nicht erforderlich, große ohmsche Widerstände zu wählen und dadurch eine Umkehr der Stromrichtung zu verhindern.

Bei einer Weiterbildung insbesondere dieser Ausgestaltung ist ein elektrisches Einwegventil (zur Unterscheidung: ein zwei-tes Einwegventil) parallel zu dem induktiven Bauelement (35, 37) bzw. zu zumindest einem der induktiven Bauelemente geschaltet. Vorzugsweise ist weiterhin ein Widerstand ebenfalls parallel zu dem induktiven Bauelement in Reihe zu dem zweiten Einwegventil geschaltet. Das zweite elektrische Einwegventil ist so geschaltet, dass ein Stromfluss von dem ersten Anschluss durch das zweite elektrische Einwegventil zu dem zweiten Anschluss gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch das zweite elektrische Einwegventil möglich ist. Wird der Steueranschluss entladen, ist daher das zweite Einwegventil gesperrt. Wird dagegen der Steueranschluss geladen, kann ein Strom parallel durch den Zweig mit dem zweiten Einwegventil und durch die Induktivität in den Steueranschluss fließen.

Dies erlaubt auf Grund des möglichen größeren Stromflusses ein schnelles Einschalten des Brückenventils. Weiterhin ist der beim Einschalten des Brückenventils durch die Induktivität fließende Strom geringer. Daher ist es schneller möglich, die Stromrichtung durch die Induktivität umzukehren und das Brückenventil wieder auszuschalten.

Bei einer anderen zweckmäßigen Ausführungsform ist in die Leitung, über die die Ladung aus dem Steueranschluss abgeführt wird, ein Widerstand (ggf. mit einer Mehrzahl von Teil-Widerständen) in Reihe zu dem zumindest einen induktiven Bau-element geschaltet. Ist das Brückenventil an die Schaltungsanordnung angeschlossen, so bilden die dem Brückenventilinhä-rente Kapazität zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss, die Induktivität und der Widerstand einen Schwingkreis. Insbesondere ist der Widerstand so dimensioniert, dass die Schwellenspannung des Brückenventils nach seinem Ausschalten auf Grund der Dämpfung der Schwingung durch den Widerstand nicht wieder erreicht wird. Vorzugsweise wird der Widerstand so gewählt, dass die zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss anliegende Spannung in ihrem Vorzeichen um-gekehrt wird und sich dann dem Wert Null nähert, ohne vor einem anschließenden Einschalten des Brückenventils ihr Vorzeichen erneut umzukehren, falls an den beiden stromführenden Anschlüssen des Brückenventils keine Spannungsflanke auftritt, die zu einem Anstieg der Spannung über null führt.

Weiterhin wird vorzugsweise die Halbbrücke so betrieben und/oder ist die Schaltungsanordnung so ausgelegt, dass eine nach dem Ausschalten an den beiden stromführenden Anschlüssen des Brückenventils auftretende Spannungsflanke erst dann auf-tritt, wenn die zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss der Schaltungsanordnung anliegende Spannung ihr Vorzeichen umgekehrt hat. Dies hat den Vorteil, dass der isolierte Steueranschluss des Brückenventils zum Zeitpunkt des Auftretens der Spannungsflanke negativ vorgeladen ist und daher nicht o-der nicht so schnell die Schwellenspannung erreicht wird.

Aufgrund der Induktivität wird jedoch erreicht, dass der Strom durch die Induktivität (und damit aus dem Steueranschluss heraus) auch nachdem die Spannung ihr Vorzeichen u -gekehrt hat noch weiter in der selben Richtung fließt.

Vorzugsweise werden die Größe des Widerstandes und der frü-heste mögliche Zeitpunkt des Wiedereinschaltens so aufeinander abgestimmt, dass der Strom durch die Induktivität zu diesem Zeitpunkt auf einen vorgegebenen Mindestwert oder auf Null abgefallen ist. Bei einem größeren Wert des Widerstandes würde der Stromfluss aus dem Steueranschluss beim Ausschalten des Brückenventilsunnötig gebremst und damit das Ausschalten verzögert .

Insbesondere kann zu dem (ersten) ein- und ausschaltbaren e-lektrischen Ventil, das bei dem Ausschalten des Brückenventils eingeschaltet wird, ein zweites ein- und ausschaltbares elektrisches Ventil in Reihe geschaltet sein, das im eingeschalteten Zustand des Brückenventilseingeschaltet ist und bei dem Ausschalten ausgeschaltet wird. In diesem Fall kann ein elektrisches Einwegventil (z. B. eine Diode) parallel zu dem ersten ein- und ausschaltbaren elektrischen Ventil geschaltet sein, sodass ein Stromfluss von dem ersten Anschluss (z. B. an Gate) durch das elektrische Einwegventil zu dem zweiten Anschluss (z. B. an Source) gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch das elektrische Einwegventil möglich ist. Diese Ausgestaltung verhindert, dass die über das zweite ein- und ausschaltbare elektrische Ventil abfallende Spannung zu groß wird und ein unerwünschter Ver-luststrom durch dieses Ventil zu fließen beginnt.

Bei einer Weiterbildung ist zumindest ein elektrisches Einwegventil zwischen den ersten Anschluss und das- höhere Potenzial einer Gleichspannungsquelle geschaltet, wobei das elekt-rische Einwegventil so geschaltet ist, dass ein Stromfluss von dem höheren Potenzial zu dem ersten Anschluss durch das elektrische Einwegventil gesperrt ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch das elektrische Einwegventil möglich ist. Die Gleichspannungsquelle liefert die beim Ein-schalten des Brückenventils erforderliche Ladung für den

Steueranschluss. Durch das elektrische Einwegventil kann verhindert werden, dass wegen der Induktivität eine zu große Spannung an dem ersten ein- und ausschaltbaren Ventil abfällt, die das ein- und ausschaltbare' Ventil zerstören könnte.

Zusätzlich zu den beschriebenen Ausführungsformen der Schaltungsanordnung wird ein Verfahren zum Steuern eines Betriebes einer Halbbrücke durch Pulsweitenmodulation, insbesondere im Synchrongleichrichtungsbetrieb, vorgeschlagen. Gemäß diesem Verfahren wird beim Ausschalten eines Brückenventils der Halbbrücke ein elektrischer Stromfluss zwischen einem isolierten Steueranschluss des Brückenventils einerseits und einem weiteren Anschluss, insbesondere einem Source-Anschluss, des Brückenventils bzw. einem elektrisch mit dem weiteren Anschluss der Halbbrücke verbundenen Bauteil andererseits über ein induktives Bauelement geleitet, sodass ein zeitlicher Verlauf des elektrischen Stromflusses zusätzlich zu einem Einfluss einer etwaig vorhandenen parasitären Induktivität durch eine Induktivität des induktiven Bauelements beein-flusst wird.

Wie bereits anhand einer speziellen Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung beschrieben wurde, wird bevorzugt, dass nach dem Ausschalten das elektrische Potenzial des Steueranschlusses durch den elektrischen Stromfluss in ein Potenzial mit umgekehrtem Vorzeichen geändert wird und dass unter Ausnutzung der Induktivität des induktiven Bauelements das umgekehrte Vorzeichen des Potenzials solange beibehalten wird, bis das Brückenventil wieder eingeschaltet 'wird oder bis das Potenzial aufgrund kapazitiver Effekte in dem Brückenventil wieder sein Vorzeichen wechselt. Das Potenzial ist insbesondere auf das Potenzial des weiteren Anschlusses bezogen.

Die Erfindung wird nun anhand der beigefügten Zeichnung bei-spielhaft näher erläutert. Sie ist jedoch nicht auf die Beispiele beschränkt. Die einzelnen Figuren der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 eine erste, besonders bevorzugte Ausführungsform
einer Schaltungsanordnung mit angeschlossener Feldeffekttransistor-Halbbrücke,
Fig. 2 eine zweite Ausführungsform einer Schaltungsanordnung mit angeschlossener Feldeffekttransistor- Halbbrücke,
Fig. 3 einen zeitlichen Verlauf einer Spannung zwischen
einem Gate-Anschluss und einem Source-Anschluss
während und nach einem Ausschalten eines Feldeffekttransistors der Halbbrücke bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 und
Fig. 4 einen zeitlichen Verlauf einer Spannung zwischen
einem Gate-Anschluss und einem Source-Anschluss
während und nach einem Ausschalten eines Feldeffekttransistors der Halbbrücke bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1.

Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung 1 mit einer angeschlos-senen Feldeffekttransistor-Halbbrücke 13, die zwei n-Kanal-MOSFET (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren) 15, 17 und jeweils eine parallel zu dem MOSFET 15, 17 geschaltete Freilaufdiode 19, 21 aufweist. Ein Masseanschluss 7 ist mit einem Source-Anschluss 29 des im folgenden als "unterer" MOSFET bezeichneten Feldeffekttransistors 17 verbunden. Ein Drain-Anschluss 33 des unteren MOSFET 17 ist mit einem Halbbrückenausgang 5 verbunden, der z. B. über eine nicht dargestellte Leistungsdrossel an ein Teil-Bordnetz eines Kraftfahrzeuges mit einer Nennspannung von 12 Volt angeschlossen ist.

Mit dem Halbbrückenausgang 5 ist weiterhin ein Source-Anschluss 27 des im Folgenden als "oberer" MOSFET bezeichneten Feldeffekttransistors 15 verbunden. Ein Drain-Anschluss 31 des oberen MOSFET 15 ist mit einem Gleichspannungsnetz-Anschluss 3 verbunden. Mit dem Gleichspannungsnetz-Anschluss 3 kann z. B. ein Teil-Bordnetz eines Kraftfahrzeuges mit einer Nennspannung von 36 Volt verbunden werden.

Das Gate des unteren MOSFET 17 ist mit einem Gate-Anschluss 25 einer ersten Treiberschaltung 11 verbunden. Das Gate des oberen MOSFET 15 ist mit einem Gate-Anschluss 23 einer zweiten Treiberschaltung 9 verbunden. Ein Source-Anschluss 22 der ersten Treiberschaltung 11 ist mit dem Massanschluss 7 verbunden. Ein Source-Anschluss 20 der zweiten Treiberschaltung 9 ist mit dem Halbbrückenausgang 5 verbunden. Die erste Treiberschaltung 11 und die zweite Treiberschaltung 9 sind gleich aufgebaut. Im Folgenden wird daher, unter Nennung jeweils der Bezugszeichen von Bauelementen beider Treiberschaltungen 9, 11, der Aufbau beschrieben.

Das niedrigere Potenzial einer Gleichspannungsquelle 32, 34 ist mit dem Source-Anschluss 20, 22 verbunden. Zwischen das höhere und das niedrigere Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 ist eine Reihenschaltung von zwei Schaltransistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 geschaltet, wobei die Emitter der beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 über eine gemeinsame Emitterstrecke 36, 38 miteinander verbunden sind. Die Basis der beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 ist e-benfalls miteinander verbunden und über einen Widerstand 28, 30 mit einem Pluspol eines Generators 24, 26 zur Erzeugung von pulsweitenmodulierten Signalen verbunden. Der Minuspol des Generators 24, 26 ist mit dem Source-Anschluss 20, 22 verbunden. Da es sich bei den 'beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 um Transistoren unterschiedlichen Typs han-delt, wird durch dasselbe Signal des Generators 24, 26 der eine der beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 eingeschaltet und jeweils der andere der beiden Transistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 gleichzeitig ausgeschaltet.

Der Source-Anschluss 20, 22 ist über eine erste Diode 39, 41 mit dem Gate-Anschluss 23, 25 verbunden. Die erste Diode 39, 41 ist so gepolt, dass ein Stromfluss von dem Source- Anschluss 20, 22 zu dem Gate-Anschluss 23, 25 möglich ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die erste Diode 39, 41 gesperrt ist.

Die gemeinsame Emitterstrecke 36, 38 ist über eine durch ein induktives Bauteil gebildete Induktivität 35, 37 mit dem Gate-Anschluss 23, 25 verbunden. Die Induktivität liegt z. B. im Bereich 10 + 2 μH. Parallel zu der Induktivität 35, 37 ist eine Reihenschaltung mit einem ersten Widerstand 55, 57 und mit einer zweiten Diode 51, 53 geschaltet. Die zweite Diode

51, 53 ist so geschaltet, dass ein Stromfluss von der gemeinsamen Emitterstrecke 36, 38 in Richtung des Gate-Anschlusses 23, 25 möglich ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die zweite Diode 51, 53 gesperrt ist.

Der Gate-Anschluss 23, 25 ist über eine dritte Diode 59, 61 mit dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbunden. Die dritte Diode 59, 61 ist so gepolt, dass ein Stromfluss von dem Gate-Anschluss 23, 25 zu dem höheren Po-tenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 möglich ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die dritte Diode 59, 61 gesperrt ist.

Ausgehend von dem Gate-Anschluss 23, 25 bildet ein Strompfad über die Induktivität 35, 37, über einen Teil der gemeinsamen Emitterstrecke 36, 38, über den mit dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbundenen Schalttransistor 43, 45 und über die Verbindung zwischen dem Schalttransistor 43, 45 zu dem Source-Anschluss 20, 22 eine Leitung 16, 18. Zumindest über einen Teil dieser Leitung 16, 18 wird bei einem Ausschalten des MOSFET 15, 17 Ladung aus dem Gate des MOSFET 15, 17 abgeleitet.

Vorgänge beim Ausschalten des MOSFET 15, 17 werden im Folgen-den auch unter Bezugnahme auf Fig. 4 beschrieben. Dabei wird wieder gleichzeitig auf die Bauelemente der beiden Treiberschaltungen 9, 11 und auf die jeweils daran angeschlossenen MOSFET 15, 17 Bezug genommen, obwohl die MOSFET 15, 17 der Halbbrücke 13 gegenläufig ein- und ausgeschaltet werden und in der Praxis sogar vor dem Einschalten eines der beiden MOSFET 15, 17 eine Totzeit eingehalten wird, in der keiner der beiden MOSFET 15, 17 eingeschaltet ist.

Im eingeschalteten Zustand sind der Source-Anschluss 27, 29 und der Drain-Anschluss 31, 33 des MOSFET 15, 17 elektrisch leitend miteinander verbunden. In diesem Zustand ist der mit dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbundene Schalttransistor 47, 49 eingeschaltet und der mit dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbundene Schalttransistor 43, 45 ausgeschaltet. Daher ist das Gate über den Schalttransistor 47, 49 und über die Induktivi-tat 35, 37 sowie über die parallel dazu geschaltete Reihenschaltung 55 und 51 bzw. 57 und 53 mit dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbunden.

Besteht der eingeschaltete Zustand schon eine ausreichende Zeitspanne lang, fließt allenfalls noch ein sehr geringer

Strom durch die Induktivität 35, 37 in Richtung des Gate. Die Spannung UGS zwischen dem Gate-Anschluss 23, 25 und dem Source-Anschluss 20, 22 ist etwa gleich der Spannung U0 der
Gleichspannungsquelle 32, 34.

In diesem Zustand wird nun das Ausschalten des MOSFET 15, 17 eingeleitet, indem über ein Signal des Generators 24, 26 der Schalttransistor 47, 49 ausgeschaltet wird und gleichzeitig der mit dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbundene Schalttransistor 43, 45 eingeschaltet wird. Dadurch wird das Gate über die Induktivität 35, 37 und über den Schalttransistor 43, 45 mit dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbunden. Auf Grund der Induktivität 35, 37 fließt nicht sofort ein hoher Strom aus dem Gate heraus, sondern beginnt der Strom etwa entsprechend dem Verlauf einer Sinuskurve anzusteigen. Dementsprechend nimmt die Spannung UGS ähnlich wie bei einer Cosinuskurve ab (Fig. 4) .

Mit fortschreitendem Stromfluss fällt die Spannung UGS auf die Schwellenspannung Uth des MOSFET 15, 17 ab, bei der die

Strecke Drain-Source nicht-leitend wird. Ab diesem Zeitpunkt kann die Spannung zwischen Drain und Source steil ansteigen und der eingangs geschilderte Effekt einsetzen, der zu einem erneuten Aufladen des Gate führen kann. Wann die Spannungs-flanke auftritt, hängt insbesondere von der Stromrichtung an dem Halbbrückenausgang 5 ab.

Der Strom aus dem Gate nimmt jedoch kontinuierlich zu und wirkt - stabilisiert durch die Induktivität 35, 37 - einem erneuten Aufladen des Gate entgegen. Durch den abnehmenden weiteren Stromfluss aus dem Gate heraus fällt die Spannung UGS auf negative Werte, bis dem Betrag nach die Schwellenspannung Us der Diode 39, 41 erreicht ist. An dieser Stelle knickt die in Fig. 4 dargestellte Kurve ab und geht in eine Waagerechte über. Danach zirkuliert - stabilisiert durch die Induktivität 35, 37 - ein Strom im Gegenuhrzeigersinn von Fig. 1 durch die von der Leitung 16, 18 und von der ersten Diode 39, 41 gebildeten Masche.

Die dritte Diode 59, 61 dient, wie im allgemeinen Teil der Beschreibung bereits beschrieben, dazu, nach dem Wiedereinschalten des MOSFET 15, 17 eine zu hohe Spannung an dem ausgeschalteten 'Schalttransistor 43, 45 zu verhindern. Nimmt das Potenzial an dem Gate-Anschluss 23, 25 höhere Werte an als das höhere Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34, beginnt ein Strom durch die dritte Diode 59, 61 zu fließen und baut die zu hohe Spannung ab.

Die in Fig. 2 dargestellte Schaltungsanordnung 91 mit daran angeschlossener Feldeffekttransistor-Halbbrücke 13 weist weitgehende Gemeinsamkeiten mit der in Fig. 1 dargestellten Anordnung auf. Sie weist ebenfalls eine erste Treiberschal- tung 69 und eine zweite Treiberschaltung 71 auf. Gleiche und funktionsgleiche Merkmale sind mit denselben Bezugszeichen wie in Fig. 1 bezeichnet und werden nicht nochmals erläutert. Dies gilt insbesondere für den Aufbau der Halbbrücke 13. Auf die Unterschiede wird im Folgenden eingegangen.

Die Unterschiede betreffen sämtlich den zwischen der Serienschaltung der Schalttransistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 und dem Gate-Anschluss 23, 25 sowie dem Source-Anschluss 20, 22 liegenden Schaltungsbereich der ersten Treiberschaltung 69 bzw. der zweiten Treiberschaltung 71.

Die gemeinsame Emitterstrecke 16, 18 der beiden Schaltransistoren 43 und 47 bzw. 45 und 49 ist über die Induktivität 35, 37 und über einen dazu in Reihe geschalteten Widerstand 83, 85 mit dem Gate-Anschluss 23, 25 verbunden. Beide Seiten des Widerstandes 83, 85 sind jeweils über eine Diode 87, 89 bzw. 79, 81 mit dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 verbunden, wobei ein Stromfluss von dem Widerstand 83, 85 zu dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 möglich ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die Diode 87, 89 bzw. 79, 81 gesperrt ist. Die Dioden 87, 89 bzw. 79, 81 dienen dem selben Zweck wie die Diode 59, 61 aus Fig. 1.

Weiterhin ist zwischen dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 und der gemeinsamen Emitterstrecke 16, 18 eine weitere Diode 75, 77 geschaltet, wobei ein Stromfluss von dem niedrigeren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 zu der gemeinsamen Emitterstrecke 36, 38 möglich ist, jedoch ein Stromfluss in umgekehrter Richtung durch die weitere Diode 75, 77 gesperrt ist.

Entsprechend der Erläuterung im allgemeinen Teil der Be-Schreibung dient die weitere Diode 75, 77 dazu, dass die

Spannung zwischen der gemeinsamen Emitterstrecke 16, 18 und dem höheren Potenzial der Gleichspannungsquelle 32, 34 nicht so groß wird, dass der mit dem höheren Potenzial verbundene Schalttransistor 47, 49 unbeabsichtigt eingeschaltet wird. Dies kann insbesondere dann auftreten, wenn die Spannung UGS. negative Werte annimmt. Der Schalttransistor 47, 49 könnte dann mit Erreichen einer Schwellenspannung einen Verluststrom führen, der so groß ausfällt, dass die Schwellenspannung erhalten wird und nicht überschritten wird.

Vorgänge in der Schaltungsanordnung 91 beim Ausschalten des MOSFET 15, 17 werden im Folgenden auch unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben. Dabei wird wiederum nur auf die Unterschiede zu der Schaltungsanordnung 1 eingegangen.

Mit dem Ausschalten des MOSFET 15, 17 fließt auf Grund der Induktivität 35, 37 nicht sofort ein hoher Strom aus dem Gate heraus, sondern beginnt der Strom etwa entsprechend dem Verlauf einer Sinuskurve anzusteigen. Dementsprechend nimmt die Spannung UGS wiederum ähnlich wie bei einer Cosinuskurve ab (Fig. 4) . Jedoch ist im Unterschied zu der Schaltungsanord-nung 1 gemäß Fig. 1 keine unmittelbar zwischen den Gate-Anschluss 23, 25 und den Source-Anschluss 20, 22 geschaltete Diode 39, 41 vorgesehen. Es kann daher nicht in gleicher Weise ein Strom zirkulieren. Dennoch wird, nachdem die Strecke Drain-Source des MOSFET 15, 17 ab Erreichen der Schwellen-Spannung Uth elektrisch nicht-leitend geworden ist, ein unerwünschtes Wiederaufladen des Gate verhindert. Dabei wirken die Induktivität 35, 37 und der Widerstand 83, 85 zusammen.

Der Widerstand 83, 85 dämpft eine Schwingung eines unter an-derem durch die Induktivität 35, 37 und durch die in dem

MOSFET 15, 17 vorhandene Kapazität zwischen Gate und Source gebildeten Schwingkreises in dem Sinne, dass die Spannung UGS nach dem Erreichen negativer Werte und vor einem erneuten Einschalten des MOSFET 15, 17 nicht wieder positive Werte an-nimmt, sondern sich allmählich null nähert. Dies gilt jedenfalls dann, wenn im ausgeschalteten Zustand des MOSFET 15, 17 zwischen Source und Drain keine oder nur eine kleine Span- nungsflanke auftritt. Wenn eine große Spannungsflanke auftritt, kann Spannung UGS wieder positive Werte annehmen, die jedoch geringer als ohne die beschriebenen Maßnahmen ausfallen.

Dementsprechend fließt der Strom durch die Induktivität 35, 37 auf Grund deren stabilisierender Wirkung weiterhin, auch nachdem die Spannung UGS negative Werte angenommen hat, von dem Gate weg. Erst wenn die Spannung UGS ihr Minimum erreicht hat, kehrt sich die Stromrichtung wieder um. Der Strom nimmt über einen langen Zeitraum hinweg auf null ab, bis der MOSFET 15, 17 wieder eingeschaltet wird.

Zusammenfassend ist festzustellen, dass durch eine Induktivi-tat in der Gateleitung wirksam ein Aufladen des Gate vor dem Wiedereinschalten des Feldeffekttransistors verhindert werden kann.