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1. WO2004079898 - TRANSIMPEDANZVERSTÄRKER MIT HOHER VERSTÄRKUNGSBANDBREITE ZUM KONVERTIEREN EINES DAC-AUSGANGSSTROMS

Anmerkung: Text basiert auf automatischer optischer Zeichenerkennung (OCR). Verwenden Sie bitte aus rechtlichen Gründen die PDF-Version.

[ DE ]

Beschreibung

Transimpedanzverstärker mit hoher Verstärkungsbandbreite zum Konvertieren eines DAC-Ausgangsstroms

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Transimpedanz-verstärker zur Bereitstellung einer AusgangsSpannung aus einem Eingangsstrom, wobei der Eingangsstrom insbesondere durch den Ausgangsstrom eines Digital -Analog-Wandlers (DAC) gebil-det wird.

In drahtlosen Basisbandanwendungen wie z.B. UMTS, WLAN, sowie digitales Fernsehen und Bluetooth werden digitale Daten mit einem Digital -Analog-Wandler (DAC) in analoge Signale gewan-delt. Anschließend werden die analogen Signale auf die Trägerfrequenz hochgemischt, nachgefiltert und mit dem Leistungsverstärker über die Antenne an die Luftschnittstelle abgegeben. Bei den genannten Basisbandanwendungen werden Breitband-Modulationsverfahren wie OFDM, DSSS oder andere breit-bandige Modulationsverfahren eingesetzt. Diese Modulationsverfahren nutzen die Kanalbandbreite besser aus und erreichen damit höhere Datenraten. An die Linearität, den Phasen- und Dämpfungsverlauf des DAC-Ausgangs werden durch die Breitband-Modulationsverfahren hohe Anforderungen gestellt.

In der Fig. 1 ist ein 9-Bit-Stromquellen-DAC mit 512 Einzelstromquellen dargestellt. Jede Stromquelle besitzt einen Schalter, der ein binäres Signal aus einem Decoder bekommt. Dieses Signal bestimmt, ob eine Stromquelle an den Knoten Vout,p oder an den Knoten Vout , n geschaltet wird. Wenn das digitale Wort um ein LSB (Least Significant Bit) geändert wird, wird eine Stromquelle von Vout,p nach Vout,n geschaltet. Je nach Bitzahl ist der DAC vollsegmentiert oder teil-segmentiert. Wenn am DAC das digitale Wort (000000000) an-liegt, sind 512 Stromquellen an Vout,n geschaltet und keine Stromquelle an Vout,p. Bei Vollaussteuerung liegt das digitale Wort (111111111) an, alle Stromquellen sind an Vout,p ge- schaltet und keine an Vout,n. Wie aus der Fig. 1 zu ersehen ist, werden die Ausgangsströme an den Widerständen in eine differenzielle AusgangsSpannung Voutdiff = Vout,p - Vout,n gewandelt .

Es sind im Stand der Technik verschiedene Schaltungsanordnungen bekannt, mit denen die zwei DAC-Ausgangsströme in eine differenzielle AusgangsSpannung gewandelt werden können. Die einfachste Möglichkeit besteht darin, die Ausgangsströme des DAC direkt an den in der Fig. 1 gezeigten zwei Widerständen in zwei AusgangsSpannungen zu konvertieren. Diese Lösung weist eine hohe Linearität auf und erzeugt keine zusätzlichen Oberwellen. Der Phasen- und Dämpfungsverlauf wird nur durch den Pol, der sich' an den Widerständen mit den Lastkapazitäten ergibt, beeinflusst. Eine andere bekannte Schaltungsanordnung verstärkt die Differenzspannung an den DAC-Ausgangswider-ständen mit einer invertierenden Differenzverstärkerschaltung. Es hat sich gezeigt, dass mit diesen bekannten Schaltungsanordnungen ein wesentliches Ziel, nämlich die Aufrecht-erhaltung des Phasen- und Dämpfungsverlaufs nicht zufriedenstellend gewährleistet ist. Hierfür ist es erforderlich, dass der Wandler ein großes Verstärkungsbandbreiteprodukt aufweist und beim Konvertieren des DAC-Ausgangsstroms in die Ausgangs-Spannung keine zusätzlichen Pole und Nullstellen in die
Strom-Spannungs- ransferfunktion eingeführt werden. Die bekannten Schaltungsanordnungen weisen diese Eigenschaften nicht in ausreichendem Maße auf.

Es ist demgemäß Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vor-richtung anzugeben, mit der ein Eingangsstrom in eine AusgangsSpannung mit geringem Leistungsverbrauch, einem großen Verstärkungsbandbreiteprodukt und ohne Einführung zusätzlicher Pole und Nullstellen in die Strom-Spannungs-Transfer-funktion gewandelt werden kann. Die Vorrichtung soll sich insbesondere dafür eignen, die zwei Ausgangsströme eines Digital -Analog-Stromquellenwandlers in zwei Ausgangsspannungen zu konvertieren.

Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst . Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung besteht in einem Transimpedanzverstärker, welchem der Ausgangsstrom eines Digital-Analog-Wandlers (DAC) als Eingangsstrom zugeführt werden kann und welcher als Antwort darauf eine AusgangsSpannung bereit-stellt. Der Transimpedanzverstärker kann so ausgebildet werden, das ihm zwei Eingangsströme zugeführt werden können, welche die zwei Ausgangsstrδme eines DAC sind, und er als Antwort darauf zwei AusgangsSpannungen bereitstellt.

Der erfindungsgemäße Transimpedanzverstärker weist eine erste Stufe zur Erzeugung eines ersten SpannungsSignals aus dem zugeführten Eingangsstrom auf. Weiterhin weist der erfindungsgemäße Transimpedanzverstärker eine zweite Stufe zur Erzeugung eines zweiten SpannungsSignals aus dem ersten Spannungs-signal auf. Zwischen dem Ausgang der ersten Stufe und dem Ausgang der zweiten Stufe ist ein Kondensator zur Frequenz-kompensation gekoppelt. Zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Transimpedanzverstarkers ist ein Rückkoppelwiderstand geschaltet .

Wie weiter unten noch näher zu erläutern sein wird, geht der erfindungsgemäße Transimpedanzverstärker aus einem im Stand der Technik bekannten Miller-Operationsverstärker hervor. In einem derartigen Operationsverstärker wird durch Verbinden eines Miller-Kondensators zwischen dem Ausgang einer ersten

Verstärkungsstufe und dem Ausgang einer zweiten Verstärkungs-stufe eine durch parasitäre Kapazitäten (Miller-Effekt) verursachte Verschlechterung des Frequenzgangs kompensiert
(Frequenzkompensation) . Bei der voll differenziellen Ausfüh-rungsform des erfindungsgemäßen Transimpedanzverstarkers wird ein derartiger Miller-Operationsverstärker derart modifiziert, indem das Differenzpaar der Eingangstransistoren ent- fernt und die DAC-Ausgangsströme an derselben Stelle eingespeist werden, an der das Differenzpaar die Ströme eingespeist hat. Durch das direkte Einspeisen der DAC-Ausgangs-ströme wird das Ausgangssignal nicht mehr verzerrt, da die bei dem Miller-Operationsverstärker infolge der Stromquelle vorhandene Stromlimitierung des Differenzpaares überwunden ist. Aus diesem Grund weist die erfindungsgemäße Transimpedanzverstärker-Schaltung auch keine inhärente Begrenzung der Anstiegsgeschwindigkeit der AusgangsSpannung (Slew Rate) auf, durch die das Ausgangssignal verzerrt wird.

Eine bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Transimpedanzverstarkers ist voll differenziell aufgebaut und weist zwei einander symmetrisch aufgebaute Verstärkerschal-tungen auf, denen zwei Eingangsströme zuführbar sind und die eine erste und eine zweite AusgangsSpannung erzeugen. Einem derartigen Transimpedanzverstärker können die zwei Ausgangs-strόme eines Stromquellen-Digital-Analog-Wandlers zugeführt werden.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Transimpedanzverst rkers weist die erste Stufe einen ersten Transistor auf, wobei dem Eingangsanschluss des ersten Transistors der Eingangsstrom zugeführt wird, und das Potential des Ausgangsanschlusses des ersten Transistors das erste Spannungssignal bildet.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Transimpedanzverstarkers weist die zweite Stufe einen zweiten Transistor auf, wobei das erste Spannungssignal dem Steueran-schluss des zweiten Transistors zugeführt wird, und das Potential eines Ausgangsanschlusses des zweiten Transistors das zweite Spannungssignal bildet. Die AusgangsSpannung wird aus dem zweiten Spannungssignal gebildet oder aus ihr abgeleitet.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist zwischen einem ersten Knotenpunkt, an welchem der Eingangsstrom in die erste Stufe eingekoppelt wird, und einem ersten Bezugspotential eine erste Stromquelle angeordnet, welche insbesondere durch einen Transistor gebildet wird.

Gemäß einer weiteren Ausführung form ist zwischen einem zweiten Knotenpunkt, an welchem der Kondensator mit dem Ausgang der ersten Stufe verbunden ist, und einem zweiten Bezugspotential eine zweite Stromquelle angeordnet, welche insbesondere durch zwei hintereinander geschaltete Transistoren ge-bildet wird.

Bevorzugtermaßen weist die erste Stromquelle eine relativ niedrige Ausgangsimpedanz und die zweite Stromquelle eine relativ hohe Ausgangsimpedanz auf .

Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann zu dem Miller-Kondensator noch ein zusätzlicher Widerstand in Reihe geschaltet sein. Darüber hinaus kann noch ein weiterer Miller-Kondensator zwischen einem zwischen den Stromquellen-Transistoren befindlichen Knotenpunkt und dem Ausgang des

Transimpedanzverstarkers geschaltet sein.

Die Erfindung bezieht sich ebenso auf eine Vorrichtung zur Erzeugung eines analogen Spannungssignals aus einem digitalen Eingangssignal, wobei die Vorrichtung einen erfindungsgemäßen Transimpedanzverstärker und einen Stromquellen-Digital-Analog-Wandler aufweist, dessen Ausgangsstrom dem Transimpedanzverstärker zugeführt wird.

Diese Vorrichtung ist bevorzugtermaßen so aufgebaut, dass der

Digital-Analog-Wandler zwei Ausgangsströme erzeugt und der Transimpedanzverstärker, wie vorstehend bereits ausgeführt, als voll differenzielle Schaltung ausgeführt ist, welcher an zwei Eingängen die zwei Ausgangsströme des DAC zugeführt wer-den und welche als Antwort darauf zwei AusgangsSpannungen erzeugt .

Im Folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnungen im Detail erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein 9-Bit-Stromquellen-DAC gemäß dem Stand der Tech- nik;

Fig. 2 einen Miller-Operationsverstärker gemäß dem Stand der Technik;

Fig. 3 eine erste Ausführungsform eines erfindungsgemäßen
Transimpedanzverstarkers ;

Fig. 4 eine Hälfte der in Fig. 3 gezeigten Schaltung ohne
Rückkopplungswiderstand;

Fig. 5 ein Bodediagramm für eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Transimpedanzverstarkers ;

Fig. 6 eine zweite Ausführungsform eines erfindungsgemäßen
Transimpedanzverstarkers;

Fig. 7 eine dritte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen
Transimpedanzverstarkers .

In der Fig. 2 ist ein konventioneller Miller-Operationsverstärker nach dem Stand der Technik dargestellt. Dem Operationsverstärker werden zwei EingangsSpannungen VINP und VINN zugeführt und in zwei AusgangsSpannungen VOUTN und VOUTP ge-wandelt. Die beiden EingangsSpannungen VINP und VINN werden jeweils an die Steuerelektrode (Gate) von Transistoren einer Differenzverstärker-Eingangsstufe angelegt. Den Transistoren wird der Strom aus einer Stromquelle Io zugeführt. Die weitere Beschreibung erfolgt anhand der Fig. 3.

In der Fig. 3 ist eine erste Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Transimpedanzverst rkers dargestellt. Eine we- sentliche Änderung gegenüber dem Operationsverstärker der Fig. 2 besteht darin, dass das Differenzpaar der Eingangsverstärkerstufe entfernt wird und Eingangsströme an der selben Stelle eingespeist werden, an der das Differenzpaar die Strδ-me Ip und In eingespeist hat. Als Eingangsströme INP und IN dienen im dargestellten Fall die zwei Ausgangsstrδme eines Stromquellen-DAC, wie eingangs anhand der Fig. 1 erläutert worden ist. Die Schaltung ist symmetrisch aufgebaut, so dass die Eingangsströme INP und IN zwei identisch aufgebauten Ver-Stärkerschaltungen zugeführt werden. Infolge der direkten

Einspeisung der DAC-Ausgangsströme wird bei dem erfindungsgemäßen Transimpedanzverst rker das Ausgangssignal nicht mehr verzerrt, da die Stromlimitierung des Differenzpaares durch die Stromquelle Io eliminiert worden ist. Daher besitzt der erfindungsgemäße Transimpedanzverstarker keine inhärente Limitierung der Anstiegsgeschwindigkeit der AusgangsSpannung (Slew Rate) , durch die das Ausgangssignal verzerrt wird.

Die Eingangsströme werden jeweils einem Eingangsanschluss ei-nes ersten Transistors N2 zugeführt, welcher in seiner Be-schaltung als Kaskode-Transistor wirkt. Das Potential am Aus-gangsanschluss des ersten Transistors N2 wird an die Steuerelektrode eines zweiten Transistors N3 angelegt, der zwischen die zwei Versorgungsspannungen VSS und VDD geschaltet ist. Das sich an dem Elektrodenanschluss des zweiten Transistors

N3 auf der Seite der Versorgungsspannung VDD einstellende Potential bildet die AusgangsSpannung des Transimpedanzverstarkers .

Bei dem erfindungsgemäßen Transimpedanzverstarker der Fig. 3 wie auch bei dem Miller-Operationsverstärker der Fig. 2 ist zwischen dem Ausgang der ersten Stufe, also am Ausgang des ersten Transistors N2 , und dem Ausgang der zweiten Stufe, im vorliegendem Fall also dem Ausgang des Transimpedanzverstär-kers, aus Gründen der Frequenzkompensation eine sogenannte Miller-Kapazität Cm geschaltet.

Eine weitere wesentliche Modifikation gegenüber dem Miller-Operationsverstärker der Fig. 2 besteht darin, dass zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Transimpedanzverstarkers ein Rückkoppelwiderstand Rf geschaltet ist. In beiden symmetrischen Zweigen der in der Fig. 3 gezeigten Ausführungsform ist somit jeweils eine Verbindungsleitung zwischen den Ausgangsanschlüssen und den die Eingangsströme INP und IN führenden Eingangsanschlüssen mit jeweils einem Rückkoppelwiderstand Rf gelegt .

Der Transimpedanzverstarker der Fig. 3 weist keine Gleichtaktregelung auf . Der Ausgangsgleichtaktpegel wird durch die Spannung an dem Kaskodetransistor N2 und durch den statischen Ausgleichsstrom, der durch den Rückkoppelwiderstand Rf fließt, eingestellt. Die Spannung an dem Rückkoppelwiderstand Rf ist nur dann konstant, wenn alle Ströme, die die Arbeits-punkte an den Transistoren in dem Transimpedanzverstarker einstellen, und die DAC-Ausgangsströme proportional zur Band-Gap-Spannung und reziprok zum Rückkoppelwiderstand sind. Die Transistoren Pl und P2 bilden eine Stromquelle relativ hoher

Ausgangsimpedanz . Der Transistor Nl ist eine Stromquelle mit verminderter Ausgangsimpedanz . Durch den Kaskodetransistor N2 ist garantiert, dass der Summationspunkt exakt 200 mV über dem Versorgungspotential VSS liegt. Der oben erwähnte Aus-gleichsstrom durch den Rückkoppelwiderstand Rf wird mit der Stromquelle P1/P2 und der durch den Transistor Nl gebildeten Stromquelle eingestellt. Sind die Ströme zwischen P1/P2 und Nl ungleich, dann fließt Δl durch den Rückkoppelwiderstand Rf . Mit diesem Effekt kann der Gleichtaktpegel eingestellt werden.

Anhand der Fig. 4 sollen die Eigenheiten der neuen Miller-Frequenzkompensation für den erfindungsgemäßen Transimpedanzverstarker näher erläutert werden. Die dargestellte Schaltung ist eine der zwei Hälften der in Fig. 3 gezeigten symmetrischen Transimpedanzverstärker-Schaltung ohne Rückkopplungswiderstand. Der Miller-Kondensator Cm ist in dieser Darstellung durch den Kondensator C3 gegeben. Zusätzlich berücksichtigt ist eine am Ausgang des Transimpedanzverstarkers angeschlossene Last, die durch einen Lastkondensator CL und einen dazu parallel geschalteten Lastwiderstand RL repräsentiert ist.

Wenn man eine Kleinsignalanalyse mit der Y-Matrixmethode der in Fig. 4 gezeigten Schaltung durchführt, so kommt man auf die stabilitätsbestimmende Schleifenverstärkung A*ß ist eine Gleichung mit zwei Nullstellen und vier Polen.

Ao _ Y21Y2 X gmN2gmN3(l + s / z ) (1 - s / z2)
Y11Y22 gdsN2gL(l + s / px) (1 + s / p2) (1 + s / p3) (1 + s / p4)

Die Gleichungen für die zwei Nullstellen :

gds
Zi = N2
C3
9mN3
z2 =

Die Gleichungen für die vier Pole


p4 9mM2

GBW =
RfC3 Tabelle 1


Aus den in Tabelle 1 aufgeführten Kleinsignalparametern erge- ben sich die in Tabelle 2 veranschaulichten Pole und Nullstellen.

In der Fig. 5 ist das Bodediagramm für die in der Tabelle 1 und 2 beschriebene Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Transimpedanzverstarkers dargestellt. Wie in dem Diagramm zu sehen ist, hat der Verstärker eine Phasenreserve von 67°. Wird die Nullstelle z2 mit einem Widerstand in Reihe zu dem Miller-Kondensator kompensiert, erreicht man eine Phasenreserve von 70° .

Eine zweite Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Transimpedanzverstarkers ist in der Fig. 6 dargestellt. Bei dieser Schaltung wird nicht nur ein zusätzlicher Widerstand Rm in Reihe zu dem Miller-Kondensator Cml geschaltet, sondern auch ein zusätzlicher Miller-Kondensator Cm2 zwischen dem Ausgang des Transimpedanzverstarkers und einem zwischen den Stromquellen-Transistoren Pl und P2 befindlichen Knotenpunkt geschaltet .

Die Frequenzkompensation des erfindungsgemäßen Transimpedanzverstarkers ist der Frequenzkompensation eines zweistufigen Millerverstärkers ähnlich. Die Nullstelle z2 und der dominante Pol p2 und der nicht-dominante Pol p3 sind äquivalent zu den Polen und Nullstellen in dem Millerverstärker. Der Tran-simpedanzverstärker hat im Frequenzbereich vor dem Verstärkungsbandbreiteprodukt GBW noch den Pol p1 und die Nullstelle zi . Der Pol px liegt um den Faktor Rf • gmN2 vor der Nullstelle Zi . Es muss sichergestellt sein, dass die Frequenz der Null-stelle Zx 4-5 mal niedriger ist als das Verstärkungsbandbrei-teprodukt GBW. Dies wird erreicht, indem man gdsN2 4 - 5 mal kleiner als l/Rf wählt. Das Verstärkungsbandbreiteprodukt GBW ist durch den Miller-Kondensator C3 und durch den Rückkoppel-widerstand Rf bestimmt. Die Schaltung hat noch einen zweiten nicht-dominanten Pol p4, der um den Faktor 2 höher als p3 liegen sollte.

Eine dritte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Transimpedanzverstarkers ist in der Fig. 7 dargestellt. Bei dieser Schaltung wird zusätzlich zu der in der Fig.6 gezeigten Ausführungsform noch ein weiterer Kondensator Cf zu dem Rückkoppelwiderstand Rf parallel geschaltet. Es kann in ebensolcher Weise bei den in Fig .3 und Fig.4 gezeigten Ausführungsformen vorgesehen sein, dass zu den Rückkoppelwiderständen Rf jeweils ein weiterer Kondensator Cf parallel geschaltet wird.