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1. CN1745596 - Radio communication system employing spectral reuse transceivers

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应用频谱再用收发器的无线电通信系统


相关申请
本发明要求获得Edward Gerhardt等的伴同待审的美国专利申请号 60/432223的益处,其申请日期为2002年12月10日,标题为:“无线电频带 第二次使用的链路利用机构”,赋予本申请的受让人并该专利申请的披露内容 并入这儿。
发明领域
本发明一般涉及通信系统,并特别针对许可频带内的第二用户,或未许可 频带内的用户所用的链路利用控制机构,所述链路利用控制机构应用以正交频 分多址的选择滤波格式运行的频谱再用收发器(SRT),用于产生无干扰的无线 电信道,特别地,VHF和UHF无线电信道通信频带
发明背景
在某些无线电频带,例如217-220MHz的VHF频带内,美国联邦通信委员 会(FCC)允许利用各种通信服务频带的非专用主许可证(primary license),例 如按键讲话声音(voice)。主用户(或PU)为这些非专用权付费,希望他们不受 其他用户的干扰。FCC还允许第二用户(或SU)在“无干扰”或第二基础上使用 相同的频带和频带内的相同信道。也就是,只要主用户不使用该频带内的一个 信道,第二用户可以使用它。国外无线频率管理局也实现类似政策。
FCC和外国的类似机构渴望找到允许扩展使用这样的无线电频带,而对许 可主用户降低服务质量的方法。对于第二用户,这频带---及其他类似频带--- 相当于免费频带,可遥测技术和其他应用具有极出无线电传送特性。因为第二 用户必须不能干扰主用户,否则来自主用户给FCC的干扰申诉可导致FCC的管 理规则请求第二用户移到该频带的其他部分或完全移离该频带。
这种移动能中断第二用户的服务并且是昂贵的,特别地,如果需要站点访 问,设备修改,或交换,以实现这种改变。因此,需要一种机构,通过该机构, 第二次使用的无线电可在无干扰基础应用上此频带,如新主用户出现,该机构 使该无线电频率的使用适应。应当注意,主用户(许可的用户)总具有优先于第 二许可用户或第二未许可用户的优先权;对第二用户没有首次使用信道频率 权。
频带内干扰的出现至少有两种。首先,主用户和一个或多个第二用户或许 有机会使用相同信道,和彼此产生严重中断。其次,一个或多个第二用户或许 简短地用足够功率发送并达一段足够长的持续时间,以对主用户的无线电引起 某些有害影响,例如经喇叭的突发噪声或数据损失。必须避免这两种干扰和其 他类型的干扰。
主用户通常是使用一个指定信道的现场人员,用于偶而的语音传输,以与 附近场所的中心站点或同事协调他们活动。可能在将来增加带宽使用率。由新 主用户的出现引起的上述服务中断证明需要能有效避免第二用户干扰的通信 技术。
因为主用户偶而使用该频带,已难以直接观察正在使用的频率。因为管理 的延迟,还难以通过监视主用户的应用来协调频率使用。又一难点是必须连续 地进行人工协调,因为新的主用户可随时出现。
一种使第二用户共享一个频带的目前应用的方法是使用人工频率协调。依 据这个方案,窄带或宽带无线电的第二用户的安装者或维修人员选择似乎不在 使用的频率,并然后,通过物理控制或通过管理控制信道(带内或带外)来调整 无线电。该频率选择处理通常通过检查主用户许可证申请,或通过使用仪器频 谱测量来执行。然后,安装者或维修人员选择一个具有足够的,连续的未使用 带宽的频率,以支持该申请。用这种方法的一个问题是劳动密集的,并且难以 区分主用户和其他第二用户。
用这种频率选择处理的另一个问题是,主用户可能仅偶而出现,或新的主 用户可能出乎意料地出现。没有另外的频率协调装置,第二用户可能干扰主用 户,并服从管理命令来改变频率或退出该频带,如同上面注释的。用这种方法 的另一个问题是:在占线的频带中可能变得难以找到足够的连续频带以支持某 一给定申请。而且,使人工频率无线电适合于需要不同的或可变带宽的新服务 是困难的或昂贵的,取决于怎样调整无线电的带宽。
频率协调的另一种技术是:监视主使用许可证的申请。这解决了区分主用 户和第二用户的困难,但要遭受上面描述的,与经仪器人工监视频谱相关的所 有其他问题。
允许第二用户共享频带的另一种方法是,用自动频率协调通过使用频率捷 变的窄带或宽带无线电。这种类型的无线电自动地检测来自其他无线电的干扰 并调整它的频率。例如,如果无线电检测到某一持续时间的高比特误码率,但 它可开始扫描其他的,可用频率或使用指定的替代频率。虽然这构成了对人工 频率协调处理的改进,但它经受与人工频率协调相关的某些相同问题。例如, 难以给该申请找到连续带宽,难以区分主用户和第二用户,或可能难以使该无 线电适合于需要不同频带或可变频带的新服务。用这种方法的另一个问题是, 在干扰检测阶段或在频率改变阶段期间,取决于实施,可能会干扰主用户。
允许第二用户与主用户共享频带的又一种方法是:使用一种跳频扩展频谱 (FHSS)无线电。这种类型的无线电经低频谱密度的跳频将传输扩散到非常宽的 频带。该无线电占据了全部频带,但以充分接近于噪声层的电平运行,以在窄 带或宽带无线电上传输的影响减少到最小。此类,无线电旨在于解决上述人工 频率或频率捷变的无线电的频率协调问题,并具有添加的编码增益的益处。
然而,这种类型无线电的一个问题是下列事实即,扩展频谱调制能对窄带 和宽带无线电产生未知影响,例如由干扰引起的一种可能静噪电路激活或其他 类型噪声。另一个问题是:在1GHz以上(例如在2.4GHz频带),难以在需要多 个申请的距离上闭合无线电链路,例如使用有成本效益的无线电设备的遥测技 术。另一个问题是,当两个第二用户(许可/未许可)在通信时,就存在一种较 高功率干扰主用户,该主用户比倾向的第二用户接收机更接近于第二用户发射 器。在这种情况,必须提高FHSS信号的功率,以克制该强干扰,这增加对主 用户的干扰,并降低干扰容限。(这后一个常常称作为‘近/远’问题)。另一 个问题是这个事实即,FHSS本能地占据所有信道,包括主用户信道;因此,不 清楚美国的联邦通信委员会,及外国的同等机构怎样浏览第二种使用的FHSS。
发明摘要
依据本发明,通过种新的和改进的频谱活动基链路应用控制机构和有效调 制解调算法)成功地解决了如何以不干扰其他(主)用户的方式来分配第二次使 用许可无线电频带(例如,含有480-6.25KHz子频带或信道的217-220MHz频 带)的问题。按这种机构,每站点含有频谱再用收发器,用正交频分多址的一 种选择滤波格式运行,用于产生无干扰无线电信道的子集,特别地,VHF和UHF 无线电信道通信频带。
本发明的频谱再用基通信网络是星形配置系统的网络,其中,安装在主站 或网络中心站的频谱再用收发器与安装在多个远程站的频谱再用收发器进行 通信。主站的频谱再用收发器可应用一个全向性天线,所以主站可与任何远程 站频谱再用收发器进行通信,而每个远程站频谱再用收发器可应用定向天线, 它们的视轴指向主站。
按照本发明,主站频谱再用收发器定期地启动纯(无干扰)信道评估例程, 在该纯信道评估程序中,主站和每个远程站都参与。这个例程用于汇编无干扰 或“纯”信道(例如,多个6.25KHz宽信道)的集合表,所述无干扰信道可由网 络的参与者使用。通过仅在先前已经识别为纯信道的信道上传送,能保证各个 站的频谱再用收发器不会干扰有关带宽(3MHz)的任何主用户。
除了将一条信息发送给主站外,依据由网络所有用户事先知道的一个伪随 机跳跃序列,每个远程用户站顺序地步进穿过并监视纯信道的当前列表(已经 先前从主站获得的纯信道),搜索由主站发送给它的一条信息。
当远程站收发器不在发送时,它倾听来自主SRT的备忘录(tickler)。这 不需要顺序地步进穿过纯信道列表。备忘录载波的位置是事先知道并从该纯信 道列表中导出。远程站收发器顺序地步进穿过这些信息的最合适的时间是在纯 信道评估期间或在参与(网络发现)处理期间。
在由主站传送任何信息的报头期间,每个远程站的收发器扫描217-220MHz 频谱内的所有480-6.25KHz频率接收器(frequency bin)的能量存在。含有超 过某一规定阈值能量的任何频率接收器识别为非纯信道,而其余的480个信道 可能识别为纯信道。
然后,为主站的纯信道列表,主站收发器通过一条纯信道请求信息询问每 个远程站收发器。为了响应接收的纯信道请求信息,各个远程站收发器给主站 收发器发送回纯信道列表,所述纯信道列表是它在主站信息前导部分期间扫描 3MHz频带获得的。一旦主站已完成所有远程站的询问,它逻辑地组合已由所有 询问的远程站接收的所有纯信道列表。由此产生一张“集合”纯信道列表。这 信道列表储存在主站收发器内并传播给纯信道子集上所有远程站,所述纯信道 子集是依据PN次序选择的,通过所述PN次序选择性地使用在网络用户之间的 纯信道。集合纯信道列表用标准的多载波跳频传送通常发送给远程站。只有启 动信息按单载波方式仅发送纯信道列表。当在各个远程站接收到集合纯信道列 表时,它储存在它的收发器内。
在主站和远程收发器都执行同步功能,以保证终点无线电同步于公共组的 纯信道列表,信道跳跃序列,和前导信道。远程收发器通过没有收到的网络信 息确定网络没有同步。首先,远程收发器将使用期望的周期性集合纯信道列表 作为网络“心跳”。远程收发器也维持一个计数器,指出从收到最后网络信息 起流逝的时间。然后依据这两种指示器的工作电平,远程收发器将确定它是否 适当地同步于网络。如果远程收发器确定没有适当地同步,它将落入一个未初 始化节点的标准初始化序列。在远程收发器测定导言信道上的一个主用户的特 定情况中,远程收发器将发送一条表示该冲突的信息,这样,主收发器依据某 一预定算法能指明余下的远程收发器返回到下个导言信道候选者。然后,该远 程收发器也将切换到下个导言候选者。在主收发器测定导言信道上的一个主用 户的情况中,通过将一条信息指示符发送给所有远程收发器,将启动开关到下 个导言信道候选者。不与主用户冲突的那些收发器将接收该信息和开关。未冲 突的那些远程收发器可能不能接收该信息并最后超时退出,并宣称失去网络同 步。在这一点上,它们将启动标准初始化序列。
为了允许主站和远程站成功地在“纯”第二次使用信道上按上述方式互相 进行通信,主用户和远程用户一种频谱再用收发器结构,用正交频分多址的一 种选择滤波格式运行,用于产生无干扰(6.25KHz)信道子集。本发明的频谱再 用收发器包括一条发送信号处理通路和一条接收信号处理通路。
在通过频谱再用收发器的发送通路中,来自数据通信源的各个数字数据包 与前端数据包缓冲器相接。当从数据包缓冲器读出数字数据时,它先经受正向 纠错,如通过维特比译码器,并然后耦合到一个调制器。按照非限制的本发明 的较佳实施例,数据调制方案是差分四元相移键控(DQPSK)调制。DQPSK已经选 择作为一种较佳调制,因为避免需要载波相锁,并可使用非相干性解调。同样, 在OFDM系统中,相位的非确定性可由载波相移或采样定时偏移引起的。采样 定时偏移在载波上产生一个随载波量线性增加的相位偏移。DQPSK减轻了某些 采样定时同步的需求。另外,在大多数OFDM系统内的同步利用采集和跟踪期 间的导频。较佳地在本发明的频谱再用收发器内不使用这种技术,它的频率仅 跳跃有限量的数据承载载波。这使同步更复杂。DQPSK消除了这些问题。
DQPSK调制器的同相(I)和正交相(Q)的输出耦合到符号映射器。符号映射 器将来自调制器的I和Q数据用指定跳跃PN序列映射到合适的“纯”信道载 波上,所述预定跳跃PN序列对网络所有用户都事先已知的。该纯信道图是有 关频带内所有当前“未使用”,或“纯”信道的汇编,即,构成从217MHz到 220MHz频带的480-6.25KHz间隔信道中的,在上述纯信道评估例程期间已经被 确定有效地“未使用”的并这样可第二次使用的那些信道。该频谱再用收发器 的通信控制处理器储存由符号映射器使用的该纯信道图。纯信道跳跃序列是由 生成多项式和启动PN种子值所定义的伪随机序列确定的。对于从DQPSK调制 器检索的每对I/Q,读出符号图查表,以为该数据定位合适的载波。该值用作 为进入一个阵列的索引,所述阵列用于保持调制滤波器组的反相傅里叶变换单 元的多采样输入向量。
在耦合到调制滤波器组之前,符号映射器的映射载波输出耦合到增益乘法 器,所述增益乘法器按每传输脉冲串基(burst basis)运行,并用于使完成主 站和远程站之间的无线电链路所需的功率电平减少到最小,并由此避免干扰其 他链路。该调制滤波器组包括一个反相FFT单元和一个相关的多相滤波器。依 据这儿描述的示范性实施例的参数,本发明运行在217-220MHz频带内,具有 6.25KHz的相邻载波间隔,获得总数480个可用载波。然而,在这可用频率的 实际量中,实际上仅可使用相对小部分的载波(例如,在一打到几十个信道的 量级)。
为了在有关的217-220MHz频带内容纳480个载波,反相FFT单元较佳地 配置成512点反相FFT。多相滤波器按低通滤波器模型设计,构成带通滤波器 组,那些是低通滤波器原型的频移版本。依据本发明,将低通滤波器原型功能 实现成一个6符号宽内插的或过采样的,根自乘的余弦滤波器,它乘以Tukey 窗口(具有α=5),以进一步减少旁瓣。如将描述的,这样的一种窗口式滤波器 机构的低通脉冲响应迅速地解决了在主瓣的任意一侧的相当平坦特性,使它特 别适合使用反相FFT。这样的一种窗口式滤波器不仅具有较好的旁瓣性能,而 且维持接近零符号间干扰(ISI)。
依据本发明的内插多相滤波器的各个滤波器部分包括一条6级延迟线,该 延迟线的各个z-1级输出耦合到系数乘法器,累计那些输出,以实现内插载波值。 在本发明示范性参数中,该内插因子乘以1.5,所以,对于M=512点反相FFT, 耦合到各个滤波器级的通信开关步进穿过或在FFT的512点内转换768次,(即, 对于每个符号,它步进穿过512个反相FFT,输出采样1.5倍),产生768个采 样。
这样,用放置进6个元件延迟线(z-1)级的FFT产生的512个复数值,给定 延迟线的内容组成6个复数元件的向量,并从原型滤波器计算出768个多相滤 波器分量。当转换器选择一个给定的反相FFT采样时,各条延迟线的内容乘以 该分量滤波器(即,作为向量点积),并然后累加在一起,以形成一个多相滤波 器的输出采样。
对多相滤波器的输出进行内插,并然后变换到70MHz的中间频率。然后, 该数据流进行滤波,并施加给数字-模拟变换器(DAC)。DAC的输出经频率变换 器转换成发送用的所希望的217-220MHz传送频带。
经过频谱再用收发器的接收信号处理通路方向与发送通路基本是互补的, 如上述的。特别地,217-220MHz传输频带内的接收信号耦合到变频器,它将接 收的信号下变频到IF。变频器的输出耦合到模-数变换器(ADC),该ADC产生基 带数字化输出,施加到数字混频器。数字混频器依据合成器的输出将接收信号 进一步下变频,并将下变频输出施加到抽取器单元,它们的输出与收发器的发 射部分的多相滤波器的输出频率相同。
基带数据流在定时校正缓冲器内进行缓冲,并在符号定时评估器的控制下 读出并施加给多相滤波器,多相滤波器的输出耦合到FFT单元。FFT单元的输 出耦合到频率偏移评估器,频率偏移评估器的输出耦合到频率粗或精评估合成 器。粗频率评估将频率偏移减少到相邻载波间隔的指定因子内(例如一半);精 频率评估是仅在导言的纯载波部分的连续突发脉冲串方式(burst-by-burst?) 基础上进行的。精频率评估是通过寻找符号到符号的载波相位的变化来实现 的。四个符号上的相位变化用作为精频率偏移评估。
FFT单元的输出也耦合到符号去映射器。符号去映射器将相同的映射表用 作为发送通路部分内的符号映射器,如上述,所以,可以恢复频率数据。FFT 也耦合到一个接收信号强度指示器,这反馈给该符号定时评估器。符号定时评 估器也耦合到混频器的输出,该混频器将接收信号乘以导言合成器的输出,这 将导言信道下变频到基带。符号定时评估器处理这基带数据。
该接收信号的导言的第一部分仅含有纯未调制载波,以便提供该导言开始 的指示。在接收器的FFT的频率接收器内检测能量意指:该接收器需要监视脉 冲串(burst),且接收信号强度指示器(RSSI)的输出用于允许符号定时评估器 找到接收符号的边界。一旦已经确定符号边界,符号定时评估器使数据缓冲器 内的数据产生适当偏移,以一次施加接收数据一个符号至多相滤波器。来自符 号去映射器的去映射频率代表I和Q的数据值耦合到DQPSK解调器。DQPSK解 调器的输出耦合到Viterbi解码器,该解码器恢复原数据并将数据耦合到数据 包缓冲器。
本发明的频谱再用收发器在短周期(例如,4个符号,其中一个符号是由收 发器输出的一组768个复数采样)上同时也发送有关频带(217-220MHz)频带内 的多个音调(例如,3到5个事先已知载波)。这些备忘录音调用于在接收频谱 再用收发器内启动指定动作。每组备忘录音调不同于其他组,并定义由其他收 发器需采取的动作。
因为构成备忘录载波的信道是已知的,从FFT中提取这些(3个)通道的频 率信息。对I和Q子信道的绝对值进行相加,并然后从AGC环路提取的AGC值 用作为规格化。该规格化数值在指定符号宽度(例如,4个符号)内经受移动平 均。该合成的平均值然后与一个阈值进行比较。如果超过该阈值,触发一个表 示检测到备忘录音调的输出。
如上注释的,在发送脉冲串的导言阶段,仅导言载波含有来自频谱再用收 发器的发送功率。在这段时间,进行纯信道评估(CCA)操作,其中每个收发器 监视217-220MHz频带是否存在能量(例如源自主用户的能量)。在导言期间, 在RSSI和频率偏移计算后,大多数剩余导言用于符号定时恢复。在这段时间, 每个收发器的控制处理器的主要目标是监视217-220MHz频带内480-6.25KHz 信道是否存在干扰(主用户及其他用户)。
纯信道评估是在主站和每个远程站两方面执行的,为了产生无干扰(纯)信 道的当前列表,所述列表是由主站汇编的并由此分布到网络内所有远程站。通 过仅在一个纯信道内发送,保证收发器不会干扰有关频谱的任何主用户。
如先前注释的,每个远程站收发器与主节点进行通信,而主站与任何远程 站进行通信。为了这目的,主站可应用全向性天线,而远程站可使用瞄准主站 的定向天线。对于大多数情况,因为远程站不能有效地收听到互相间的传送, 执行一个虚载波传感程序,以将一次即将发送的(pending)访问转送给该信道。 这机构应用于协商该信道的多个访问。虚载波传感是由纯信道的某一指定图案 定义的,所述纯信道对一段指定量的符号周期(例如,5)是有效的。
远程站搜索这个纯信道图案,并且不尝试访问该信道。不同图案化载波传 感发送用于表示该信道对访问请求是无干扰的。在试图信道访问请求之前,具 有有待发送的一条即将发送信息的每个远程站收发器将经过随机时隙退避来 响应。一旦已经同意远程站访问该信道,主站在信号获取(AOS)超时周期时, 收听来自远程站的潜在发送。如果在接收到来自远程站收发器的一个请求访问 之前发生预定超时,就推断不存在等待一条信息发送的远程收发器。如果已有 要发送的一条即将发送信息,主站将仅发送一个主站访问。另一方面,如果远 程站收发器有一条待发送的信息,在从远程站收发器接收到一条请求发送之 间,超时不会过期。然后主站收发器同意访问远程站,跟着接收远程站信息。 一旦已经收到远程站信息,主站收发器按指定间隔进行发送备忘录和指向导言 或可用的。
从远程站收发器的观点,远程站收发器最初收听媒体公开备忘录或主站访 问备忘录。当收到媒体公开备忘录时,远程站收发器延迟发送,或‘退避’一 段随机数时隙,并然后,发送一个请求访问备忘录(除非在退避周期内,远程 站从主站收到一条访问允许备忘录,该访问允许备忘录表示某些其他远程站已 获得所述媒体的控制)。当远程站收发器从主站接收到一条访问允许备忘录时, 它在返回到它监视状态之前发送一条信息。在接收到主站访问备忘录的地方, 远程站收发器来收听来自主站一条信息。如果在超时周期内未从主站收到该信 息,那么,远程站返回到收听备忘录状态。
附图简述
图1图示地描述一种通信网络的总结构,所述通信网络的各个终端单元收 发器站应用本发明的频谱再用收发器;
图2图示地描述依据本发明的频谱再用收发器的结构;
图3是一张理论比特误码率(bER)曲线的双曲线图,用于DQPSK与相干QPSK 的变化进行比较;
图4示出π/4 DQPSK的星座;
图5描述由缺少多相滤波器的反相快速傅里叶变换产生的多载波频谱;
图6图示地描述应用调制滤波组结构的通信系统的数学模型,所述数学模 型能用离散傅里叶变换(DFT)基的信号处理运算器(例如,IFFT)跟着多相滤波 器轻易地实现;
图7示出窗式低通原型滤波器脉冲响应(多相滤波器基);
图8示出一对相邻载波频率的调制滤波器组的合成频谱响应;
图9图示地描述依据本发明的内插或过采样多相滤波器的结构;
图10画出应用在本发明频谱再用收发器内的解调器的比特误码率对Eb/No 的曲线,其中存在采样定时误差;
图11示出应用于本发明频谱再用收发器的脉冲串导言的成分;
图12示出通过本发明频谱再用收发器的符号定时评估器的信号处理流通 路;
图13示出图12的符号定时评估器的移动平均相关器的输出;
图14画出不存在相邻信道干扰的符号定时评估;
图15画出存在相邻信道干扰的符号定时评估;
图16示出用在图12符号定时评估内的相邻信道干扰压制的低通滤波器的 40分接头(tap)实现的特定转移函数;
图17是一张接收信号强度指示算法的框图;
图18图示地画出图17的RSSI算法的输出;
图19图示地画出未进行AGC规格化时的RSSI算法的输出;
图20图示地描述前端AGC单元的配置;
图21描述存在相邻信道干扰的接收信号的时域波形;
图22示出相邻信道干扰的ACG衰减影响;
图23是一张收发器内存在频率偏移的比特误码率对Eb/No的曲线图;
图24图示地描述精频率评估器的信号处理结构;
图25示出当平均4个纯载波符号时对5dB的Eb/No的精频率评估器的精 度;
图26示出备忘录检测的信号处理流通路;
图27是本发明频谱再用收发器的正常运行的状态图;
图28示出由主站收发器定期发送的‘指向导言(beacon preamble)’脉冲 串的内容;
图29示出由主站收发器发送的‘初始化’单载波脉冲串的内容;
图30示出由主站收发器使用的标准信息脉冲串的内容,用于将信息发送 给远程站收发器;
图31示出‘备忘录’脉冲串;
图32是一张描述远程站收发器‘加入’(或再获取)网络所用方式的状态 图;
图33是一张主站节点维持和分配纯信道总列表所经过的纯信道评估例程 的顺序图;
图34是一张与远程站收发器操作相关的状态图;
图35是一张与图34状态图相关的顺序图
图36是一张与图35的顺序图相关的竞争和退避图;及
图37是一张与主站收发器操作相关的状态图;
发明详述
在详述用于OFDM基通信系统及本发明相关链路应用控制机构的频谱再用 收发器之前,应当观看到:本发明主要存在于传统通信电路和元件,及管理数 字电路及能控制这种电路和元件运行的数字处理电路的指定排列中。从而,在 附图中,通过易理解的框图已经大部分描述了这种电路和元件的配置,及它们 与各种通信电路连接所用的方式,只示出与本发明相关的那些特定细节,免得 那些技术熟练人员易明白的,具有这儿描述利益的细节使本披露模糊不清。这 样,图中的框图主要旨在按传统功能组示出本发明的各种成分,因此,将更易 理解本发明。
注意力首先指向图1,图1图示地描述主站-多个远程站配置的通网络,它 们中的各自终端单元收发器站应用本发明的频谱再用收发器,将在下面详述。 如这儿所示,该网络含有主终端收发器站或网络中心10,和多个远程终端收发 器站12。如上面指出,主站的频谱再用收发器10可以使用一个全向性天线, 所以主站的终端单元可与任何远程站收发器进行通信,而每个远程站频谱再用 收发器12可使用一个定向天线,它们的校准轴指向主站。远程站旨在专门与 主站进行通信。
如下面描述的,主站定期地启动一个纯信道评估例程,该评估例程在主站 10和每个远程节点12两者进行。这个例程用于收集可由网络参与者使用的无 干扰或‘纯’通信信道的列表。通过仅在已经标识到纯信道的信道上发送,能 保证各个站收发器不会干扰有关的217-220MHz频带的任何主用户。
当远程站收发器不在发送时,它收听来自主SRT的备忘录。这不需要顺序 地步进通过纯信道列表。备忘录载波的位置是事先知道的并从该纯信道列表中 导出。远程顺序地步进通过该信道的最合适时间是在纯信道评估期间或在加入 (网络恢复)处理期间。
在由主站发送任何信息的导言周期时,每个远程站的收发器扫描 217-220MHz频谱内的所有480-6.25KHz频率接收器的能量存在。含有超过预定 阈值能量的任何频率接收器标记为非纯信道,而余下的480条信道可能标识为 纯信道。
主站收发器10通过一纯信道请求信息,连续地询问每个远程站收发器的 纯信道列表。响应接收到一纯信道请求信息,各个远程站收发器12将它在主 站收发器信息的导言部分期间获得的纯信道列表发送回主站。主站10继续经 随后的纯信道列表请求,顺序地询问每个远程收发器,直到它已完成每一个远 程站收发器的询问为止。
然后,主站单元逻辑地组合来自所有询问的远程收发器的所有纯信道列 表,以产生一张‘集合’的纯信道列表。这集合纯信道列表储存在主站收发器 内并传播给所有远程站收发器。当在各个远程站收到该集合纯信道列表时,将 它储存在它的收发器内。
如先前注释的,主站收发器10和远程站收发器12两者执行同步功能,以 保证终端无线电同步于一组共用的纯信道列表,信道跳跃序列,和导言信道。 远程站收发器12通过未从主站收到网络信息来确定没有网络同步。起初,远 程站收发器将用它希望从主站收到的该定期集合纯信道列表,作为网络‘心 跳’。远程收发器也使用一个计数器,表示从收到最近网络信息起消逝的时间 量。然后,基于这两个指示器活动级(activity level),远程站收发器将确定 它是否合适地同步于网络。如果远程站收发器确定它不合适同步,它将进入未 初始化节点的正常初始化序列。在远程收发器检测到导言信道上的一个主用户 的特定情况下,远程站收发器将发送一消息,以指出冲突,这样主站收发器10 能依据预定算法指出留下的远程收发器12回落到下个导言信道候选者。然后, 远程站收发器也将切换到下个导言候选者。在主站收发器在导言信道上检测到 一个主用户的特定情况中,它通过发送一条信息指示给所有远程站收发器,启 动一个开关到下个导言信道候选者。那些不与主用户冲突的远程站收发器将接 收该消息和开关。冲突中的那些远程站收发器似乎不能接收该信息并最终将超 时,并宣称失去网络同步。在这点上,它们将启动标准初始化序列。
现在注意力指向图2,其中,将依据本发明的频谱再用收发器的总结构图 示地描述为:含有发送器部分100和接收器部分200。发送器部分100的输入 是从相关数据包缓冲器300提供的数字信息包,来自相关串行通信链路的信息 包耦合到该信息包缓冲器300,并旨在于发送给远程收发器站。相反地,接收 器部分200的输出是已经从远程收发器站发送的数字化数据包,该数据包耦合 到信息包缓冲器300。通信控制器400监督收发器的运行。
在经过发送器部分100的数字信号处理通路中,来自信息包缓冲器300的 各个信息包首先经受由FEC单元101的正向纠错(FEC)编码。作为非限制性例 子,FEC单元101可包含Viterbi编码器,该编码器对输入信息包进行传统的 卷积编码。然后FEC单元101的输出耦合到调制器102。依据非限制性而是本 发明较佳实施例,将调制器102实现成差分四元相移键控(DQPSK)调制器。
使用DQPSK的优点包括事实:不需要载波相锁;可使用非相干解调器。同 样在OFDM系统中,相位的不确定性能由载波相位偏移或采样定时偏移引起。 采样定时偏移在载波上产生相位偏移,该相位偏移随着载波数而线性增加。 DQPSK减少某些采样定时同步需求。另外,大多数OFDM系统中的同步利用获取 或跟踪期间的导频载波。较佳地在本发明的频谱再用收发器中不使用这样的技 术,在这样的技术中,频率仅能跳跃有限量的数据承载载波。这使同步更复杂。 DQPSK消除了这些问题。使用DQPSK的缺点是非相干解调导致约3dB的BER性 能下降。然而,该收发器没有功率限制。
图3是理论比特误码率(BER)曲线21的双曲线图,用于DQPSK与相干QPSK 变化22进行比较。如这里所示的,QPSK提供更佳的性能。然而,因为本发明 没有功率限制,能用DQPSK提高增益,以克服与QPSK相比的性能上的3dB下 降。
按照较佳实施,DQPSK调制器102利用π/4 DQPSK。这意指调制器102的 每个输入将导致在π/4,3π/4,5π/4,或7π/4度的星座内的相移。该星座 在图4中示出。如这里所示的,例如,来自点(0.7,0.7)跃迁可取4条通路中 的任意一条,它们中的没有一条通过零。下列的公式用于执行差分编码。
I n+1 =I n *iDa tan +1-Q n *qDat an+1
Q n+1 =Q n *iData n +I n *qData n+1
这些公式产生从目前星座点到下个点的跃迁,给出输入比特对(iData n , qData n+1 )。
DQPSK调制器102的I和Q输出耦合到符号映射器(mapper)103,依据载波 跳跃序列106,该符号映射器103将来自调制器的I和Q数据映射到适合的载 波。进入载波的映射数据需要知道‘纯信道’图和跳跃序列。如上面简要指出 的,并如下面详细解释的,一张纯信道图是有关频带内的所有当前“可用”频 率的汇编-这儿确定哪些构成217MHz到220MHz频带的480-6.25KHz间隔信 道是“未使用的”,这样可由频谱再用收发器使用。通信控制处理器将两维多 字节阵列作为纯信道图提供给映射器103。映射阵列中的每个比特表示各个信 道是否是纯的,并由此可供使用,或将予以避免,如将描述的。跃迁序列是由 生成多项式和启动种子值所定义的伪随机序列来确定的。
控制处理器计算能用于发送给出上述信息的FEC编码数据的可用载波序 列。这计算是在脱机进行的(即,不是在发送信息脉冲串时)。最长的信息包约 为700字节。例如,如果利用480个载波中的8个来发送该信息包,并假定FEC 编码率为1/2,那么,一个符号能发送一个字节。这导致发送700个符号,不 包括导言。如同PN序列周期规定,该表可以更短。这假定表内的每个条目是 载频索引(作为多比特(例如16比特)值储存)。在发送信息包期间,这查表(LUT) 用于选择将使用的载波。在收发器的解调通路内执行相同操作,以导出已经接 收的载波,如将描述的。对于从DQPSK调制器102获得的每对I/Q数据,读取 符号图查表,以给这数据定位适合载波。该值用作为进入阵列的索引,所述阵 列用于为调制滤波器组110下游的反相傅里叶变换(IFFT或FFT)单元111保持 512采样输入向量。
符号映射器103的映射载波输出耦合到增益倍乘器104,该增益倍乘器按 每次发送脉冲串基运行,并用于使完成与远程站的无线电链路的功率电平减少 到最小,所以能避免与其他链路干扰。为这个目的,增益倍乘器104进一步耦 合以接收储存在增益值表105内的一组增益值,所述增益值由控制处理器装载。 随着时间的过去,统计数据可聚集于比特误码率(BER)上,以允许对远程站动 态地进行功率调整。同样,控制脉冲串内的功率,所以,能以最大功率发送该 导言(例如在6.25KHz载波为2W)。脉冲串的数据承载部分能以每子载波0.25W 的功率正常发送。
增益倍乘器104的输出耦合到调制滤波器组110,所述调制滤波器组110 包括IFFT单元111和相关的多相滤波器112。(通过数学计算可将放置在反相 快速傅里叶变换函数输出端的多相滤波器作为调制滤波器组)。如上面指出的, 在这儿描述的示范性实施例中,本发明工作在217-220MHz频带内,具有6.25KHz 的相邻载波间隔,产生总数为480个可用载波。然而,在这真实可用频率数中, 实际仅可使用相当小部分的载波(例如,一打或数十个信道数量级)。
为了在有关的217-220MHz频带内容纳480个载波,IFFT单元111较佳地 配置成512点IFFT。图5描述由没有多相滤波器的IFFT产生的多载波频谱。 如这儿所示的,对于相邻一对中心频率41和42,旁瓣幅度不被压制并占据相 邻带宽的真实部分,命令需要某格式的频谱形状(旁瓣压制)。这在传统OFDM 的情况中是真的,这里,IFFT应用时间域的矩形窗口,导致sin(x)/x形的频 谱。这函数的旁瓣特性相当差,第一旁瓣比主瓣仅下降13dB。可注意到,OFDM 的应用不考虑IFFT输出的较差的旁瓣特性。这是因为传统OFDM调制解调器设 计成使用有关的整个频带(在本例子中,为217-220MHz)。旁瓣必须在有关的频 带外进行衰减,并这经IFFT后的简单带通滤波器来衰减。在本发明中,不需 访问整个频带,并每个频谱再用收发器必须避免许可用户在有关频带内运行。 因此,频谱形状要求严格。
虽然有几种方法定形OFDM调制器输出的频谱,依据本发明的收发器,使 用多相滤波。能显示放置在IFFT输出端的多相滤波器起到调制滤波器组的作 用。这意指,虽然多相滤波器是从低通滤波器原型设计的,多相滤波器变成低 通滤波器组,那些是低通滤波器原型的频率偏移版本。图6图示地描述应用这 样的调制滤波器组结构的通信系统的数学模型。如这里所示的,含有一个低通 滤波器运算器H(z)的反相离散傅里叶变换DFT基发送器51耦合到通信信道50 的发送端,含有DFT基接收器52接收器具有互补低通滤器运算器H-1(z)。
依据本发明,图6数学模型中的低通原型函数H(z)实现成6符号宽内插的 或过采样根自乘余弦滤波器,该滤波器乘以Tukey窗口(用α=5),以进一步减 少旁瓣。如图7所示,这样一种窗式滤波器机构低通脉冲响应使主瓣两侧快速 地调整到相当平坦的特性,使它特别适用与在仅利用子集载波的IFFT和泄漏 进相邻载波的频谱必须保持最小值。这样一种窗式滤波器不仅具有较高的旁瓣 特性,而且保持几乎为零的符号间干扰。
图8示出一对相邻载波频率的这样一种调制滤波器组110的合成频谱响 应。如这里能看见的,因为载波分离增加到仅两个或三个载波增量,旁瓣压制 是非常充实(在80-100db下降级)。虽然在文献中已经描述了由反相FFT和多 相级联排列和用于OFDM为基的通信的多相实现的调制滤波器组(见例子,文章 标题为:“甚高速数字用户线的滤波多频声调制”,由Giovanni Cherubini, 等人著,IEEE Journal On Selected Areas In communications,卷20 No.5, 2002年6月),虽使用过采样和应用Tukey窗口以及一个选择的及变化的可用 载波子集的选择性发送,如按本发明进行的那样,但并未描述或建议修整滤波 响应特性。(Cherubini文件讨论当减轻由回声和近端交扰引起的干扰时,滤波 多声调调制的机能)。
也就是,虽然本发明应用IFFT和多相滤波器的组合作为一种将数据分成 可变量的跳频载波的有效方法,有些类似于OFDM,本发明的频谱再用收发器不 能利用所有可能的载波(对于512点IFFT,为512)。实际上,在本例子的 217-220MHz频带中,仅有480个可用载波。如上面指出的,在这些中间仅可使 用有限量的子集。
图9图示地描述依据本发明的内插或过采样多相滤波器的结构。如这里所 示,每个滤波器部分包括6级延迟线,它们的各个z-1级输出耦合到系数倍乘器, 系数倍乘器的输出进行相加,以实现一个内插载波值。在本例子中,过采样50%, 即,内插因子为1.5次,所以,对于本例子的M=512点FFT,换向器81反时针 旋转768次(即,对于每个符号,它步进经过512个IFFT,输出采样1.5次), 产生768个采样。这样,采样率增加1.5信。
用由放置进6个独立元件延迟线(z-1)级的IFFT产生512复数值,一条给 定延迟线的内容构成6个复合单元(complex element)的一个向量,并具有从 原型滤波器计算的768个多相滤波器成分(在图9中示作为Ci)。这样,每个多 相滤波成分含有6个复数值。每次执行IFFT时,换向器将循环经过所有768 个分滤波器(component filter)。当换向器选择一个给定IFT采样时,各个延 迟线的内容乘以分滤波器(即,作为向量点积),并然后一起累加,以形成多相 滤波器的一个输出采样。
多相滤波器的输出耦合到32次(a times thirty-two)内插器114。使用这 种内插器是基于IFFT内信号处理的参数和有关的载波频谱。在本例子中,用 6.25KHz的载波间隔,和1.5的内插因子,有效IFFT速率为6.25KHz/1.5,或 在4.1KHz级。有效采样率相应于FFT速率,乘以FFT大小,乘以内插因子, 即离开多相滤波器112的复合数据流的速率为:
采样率=(6.25KHz/1.5)*512*1.5=3.2MHz。
这数据流必须是上采样的,所以,这数据能数字式地上变频到一个中间频 率70MHz,到这点,3.2MHz数据流由32因子数字式地上采样,以在内插器114 的输出实现102.4M采样/秒的内插采样率。内插器114的输出由数字混频器115 进行上变换,该数字混频器执行到中间频率70MHz的频率变换。混频器115的 输出由带通滤波器117进行滤波,并施加给数-模变换器(DAC)118。然后,DAC 118的输出经频率变换器119变换到希望的217-220MHz的发送频带,用于发送。
经过收发器的接收信号通路方向一般互补于上述的发送通路。特殊地, 217-220MHz发送频带内的接收信号耦合到频率变换器119,该频率变换器119 将接收信号下变频到IF。频率变换器119的输出耦合到模-数变换器(ADC)120, 它产生施加给数字混频器121的基带数字化输出。数字混频器121依据综合器 122的输出对接收信号进一步下变频,并将下变频的输出施加到抽取器单元 123,它的输出和由多相滤波器112的输出频率相同,即,3.2MHz,如上描述 的。
然后,接收的基带数据流在定时校正缓冲器124内进行缓冲,并在符号定 时评估器125的控制下读出(下面参考图12进行描述),并施加给多相滤波器 126,多相滤波器126的输出耦合到FFT单元127。FFT单元127的输出耦合到 接收通路内的三个信号处理运算器。第一个是频率偏移评估器128,其输出耦 合到综合器116和122,并且运行地执行粗和精频率评估,如同将描述的。粗 频率评估用于使频度偏移减少到相邻载波间隔的预定因子内(例如一半);精 频率评估仅在导言的纯载波部分在连续脉冲突发基础(burst to burst basis) 上执行。精频率评估是通过搜索符号到符号的载波相位内的变化来执行。四个 符号上的相位变化用作为精频率偏移评估。
第二信号处理运算器。所述FFT单元127的输出耦合到该运算器,是符号 去映射器)129。符号去映射器将相同的映射表106用作为符号映射器103。所 以,可恢复频率数据。第三信号处理运算器是接收信号强度指示器(RSSI)单元 130,它馈给符号定时评估器125。符号定时评估器125也耦合到混合器133的 输出,混合器133将接收的信号乘以导言综合器134的输出,并用于提取导言 中的能量,导言能量使符号定时评估器执行这功能。
因为接收信号导言的第一部分是纯载波,它提供导言开始的指示,检测频 率接收器内的能量意指:接收器需要监视脉冲串,并且用RSSI单元130的输 出允许符号定时评估器125发现接收符号的边界。在本例子的参数中,每个符 号768个采样提供给接收器,但符号边界是未知的。下面描述由符号定时评估 器125(图12)评估符号定时的方式。一旦知道符号边界,当一次需要施加接收 数据一个符号给多相滤波器126时,符号定时评估器使缓冲器124内的数据产 生适当偏移。
来自符号去映射器129的去映射频率代表I和Q数据值耦合到解调器131, 在本例子中,解调器131是DQPSK解调器。DQPSK解调器是非相干方案,这里, 相位差是从某一给定载波的符号(I k ,Q k )和(I k-1 ,Q k-1 )中获取的,并需要为每个 数据承载载波存储先前的(I,Q)数据。由下列公式给出执行差分DPSK解调的 算法:
IData n+1 =sign(Q n+1 *Q n +I n+1 *I n )
QData n+1 =sign(Q n+1 *I n +I n+1 *Q n )
DQPSK调解器131的输出耦合到Viterbi解码器132,它恢复原数据并将 该数据耦合到信息包缓冲器。
如上面简要描述的,当一次需要将接收数据一个符号施加给多相滤波器 126时,符号定时评估器125运行地使弹性缓冲器124内的数据产生适当漂移。 如先前注意的,一个符号相应于由发送通路内IFFT 111一次执行产生的512 个复合采样。如果在接收通路内完成较佳的符号定时,那么相同的512个采样 将输入到FFT单元127。符号定时误差意指输入到FFT的512个采样与真实发 送符号所偏移的采样数。
符号定时评估是严格要求的,因为大多数FFT 127的处理下游需要输入到 FFT 127的数据是符号对准的。如果符号不对准,将产生几种性能下降。首先, 因为给予FFT的符号含有的采样来自2个不同符号,将产生ISI。同样,符号 定时偏移将产生相对后FFT数据内的频率的线性增加的相位偏移。符号定时恢 复的另一个问题是相邻信道干扰(ACI)。符号定时恢复算法必须在存在ACI下 方可执行。
图10中画出的BER曲线表示解调器是怎样敏感于符号定时误差的。如画 中所见的,符号周期16.7%的符号定时偏移将导致约2dB的性能下降。希望符 号定时能提供正好属于符号的16%内的评估。
为了有助于符号定时的恢复,各个发送脉冲串的导言含有许多+1s和-1s 交替的N个符号(这儿N约为32),如图11所示。为了将导言信道下变频到基 带,符号定时评估器应用图12所示的信号处理流程。这允许低通滤波来衰减 ACI。合成的信号是由噪声,相位/频率偏移,及发送穿过低通滤波器的无论什 么ACI而下降的交替+1/-1符号。
如图12所示。混频器133的输出经过低通滤波器141耦合到移动平均(MA) 相关器142,该低通滤波器用于压制或许由附近主用户引起的干扰,该主用户 接近于导言信道。MA是一符号长的窗口(即,I和Q数据的768个采样)。图13 示出MA相关器142的输出。图12中的每个最小值表示当MA窗口居中于符号 发送点时的时间。(注意图13中,每96个采样产生最小值。为了使仿真时间 合理,仿真了64-载波系统)。在143一个符号上监视移动平均数相关器142的 输出,以找到该最小值。在144存储该最小值的采样索引,并将N次运算的平 均值提供作为在145上的符号定时评估。如上面指出的,这个结果用于调整或 偏移缓冲器127内的数据,以必须提供符号对准。
因为存在噪声,最小值的采样索引会变化,将多个符号一起平均以获得最 后评估。仿真结果显示:该符号定时评估器在噪声中能良好地执行。应当注意, 导言的发送功率比脉冲串的数据承载部分高10dB。在导言期间,仅一个载波用 于发送数据。因此,在导言信道上能发送2W的全输出功率。图14画出不存在 相邻信道干扰的符号定时评估,并指出导言期间的15dB的Eb/No。这意指脉冲 串的数据承载部分期间的Eb/No为5dB。实际上,FFC将每信道的功率限制到 2W,导致导言期间的14dB的Eb/No。
图15画出存在相邻干扰时符号定时的性能。从15中画出的数据与图14 数据的比较中,可以看到:符号定时评估器在存在噪声中能非常好地执行,并 暗指图12的低通滤波器141的性能是至关重要的。在图16中示出图12的四 十个分支低通滤波器的转移函数。又应当注意:该评估结果是对64-载波系统, 因此仿真次数是合理的。将易明白:图16的滤波特性对于512-载波系统更复 杂,因为采样率更高。即使需要更多系数,用抽取的采样率容易实施符号定时 滤波器。因为符号定时评估精度仅需要在符号的六分之一内,所以这是可接受 的。
应当注意在发送脉冲串期间,符号定时会产生漂移,这会引起有关是否需 在脉冲串的数据承载部分期间跟踪符号定时的问题。分析已经显示:给出脉冲 串的最大长度及给出振荡器的精度,就不需要跟踪。一旦计算了符号定时评估, 并将符号定时评估施加在脉冲串的开始处,对于脉冲串的剩余部分符号定时不 需要被跟踪。
如上面指出的,接收信号强度指示器(RSSI)单元130触发解调器以开始处 理一个输入的脉冲串(即,开始频率偏移评估),所述接收信号强度指示器单元 用于检测导言的纯信道部分。目标是在尽可能少的符号内可靠地检测脉冲串导 言的纯载波部分。该检测处理直接链接到RF前终端AGC单元135,因为主用户 使AGC单元135衰减所希望的SRT接收信号。
图17中示出RSSI单元130的框图,显示对AGC电路135的连贯性。如上 面指出的,这个单元用于检测导言的纯信道部分。载波频率是事先已知的(即 相应于载波频率的FFT的频率接收器的识别)。RSSI单元输入来自IF前端,该 输入耦合到AGC衰减器201,衰减器201的输出经AD C202数字化,并经数字 下变频器(DDC)203耦合到FFT单元204。DDC的输出耦合到AGC控制环路205, 用于调整AGC衰减器201。它还应当耦合到含有线性变换器206的规范器通路, 它的输出经过馈送给乘法器/混频器207的1/X分频器,馈送给混频器208。FFT 单元204的输出也耦合到混频器208。
因为前端AGC压缩接收的所有载波,含有来自不希望的干扰能量,必须对 多个符号进行平均运算(例如,这个例子中为4个)。这了这个目的,混频器208 的输出耦合到4符号移动平均(MA)滤波器,该滤波器用于平均4个符号上来自 导言信道接收器无论什么能量。然后,移动平均滤波器的输出与单元211内的 阈值进行比较。无论何时超过阈值,就触发RSSI输出。
图18图示地画出RSSI规格化移动平均。如这儿所示的,在导言载波存在 期间,功率电平内存在非常显而易见的上升,这可检测为脉冲串的开始。如上 面注释的,并如图17中显示的,导言载波检测器与自动增益控制耦合,该自 动增益控制监视整个频带内的功率。这功率必须不使模-数变换器202饱和, 否则将丢失信息。因此,AGC环路检测输入功率并调整AGC衰减器201,所以, ADC不会饱和。由上述的规格化电路有效地去除前端的AGC衰减,AGC校正输 出也馈送给该衰减器。
通过参考图19将赏识规格化的重要性,图19示出图17中未执行AGC规 格化情况中的移动平均滤波器210的输出。从图18和图19的比较中可看见AGC 规格化用于有力地识别平均导言功率。
图20示范性描述前端AGC单元的配置。AGC单元的前端211取I和Q数据 的绝对值,并将该绝对值数据馈给移动平均运算器222,该移动平均运算器222 获取一个符号的平均值(在本例子中的768个采样)。这提供了一种功率电平量 度。在224,从这个平均值中减去一个期望值223,提供一个误差值。然后, 这个误差值经受一次快速冲击,在226慢衰减增益调整225,并在227进行滤 波,以提供希望的AGC控制输出。
图21描述合成的时域波形,在交替的+1’s和-1S的开始部分含有纯载波, 如上面描述的。该波形的高振幅部分形成邻近的干扰信号。问题是AGC操作怎 样衰减该干扰信号。这在图22的波形中显示,这里,在干扰频率的开始处, 驱动前端衰减器下降很快(快速冲击),所以能防止上面所述的ADC饱和。一旦 消除了相邻信道的干扰,功率又倾斜向上返回,如所示的。
如果下变频器不能精确地将频率转换到含有512个载波的基带数据,性能 将会下降。图23示出当接收器内存在频率偏移时,发生在BER性能的变化。 该图显示:由几个频率偏移引起的性能下降,定义为载波间隔的百分比。为了 补偿这个问题,本发明引入粗频率评估和精频率评估。粗频率评估用于将频率 偏移减少到相邻载波间隔(在本例子中为6.25KHz)的某一指定因子内(例如,一 半)。然后,通过运行导言数据后FFT能执行精频率评估。
粗频率评估运算包括:在首次使用频谱再用收发器时,使FFT监视调制解 调器的训练练习期间的导言开始处。训练的时候,该单元不接收数据包,而是 监视输入脉冲串并执行粗频率偏移评估。导言的位置经网络加入处理而被发 现,但可能有了频率偏移。导言的能量将一般出现在所期望的频率接收器内。 在这种情况中,应当没有频率偏移。然而,部分能量可出现在相邻信道上。这 表明,下变频器本地振荡器需要按频率移动,以使所有能量出现在接收器FFT 的所希望的频率接收器内。该解调器在已知导言信道周围并包含该已知导言信 道的一小组信道内搜索功率。利用接收器内的FFT功率来定位该导言。监视这 些信道(fFT接收器)内的平均功率电平。其目的是找到该导言,并调整数字下 变频,以将该导言移动到希望的FFT接收器内。当将大多数功率限制到希望的 FFT接收器时,就宣称成功。应当请注意:依据这个频率偏移,将调整远程接 收器数字下变频和远程发送器的数字上变频两者。这将消除上链路和下链路内 的频率偏移。
一旦获取了粗频率,能完全解调脉冲串。在这一点,按连续突发脉冲串方 式仅对导言的纯载波部分进行精频率评估。通过从符号到符号搜索载波相位变 化来执行精频率评估。四个符号上的相位变化用作为精频率偏移评估。
如图24所示,用CORDIC运算器231计算输出I和Q纯载波数据的相位角 θ来实现精频率偏移评估。该CORDIC程序仅需要以符号速率(即在本例子中以 6.25KHz/1.5)和四符号上平均的合成相位角来调用。在232计算该相位差。、
图25示出当在4个纯载波符号上平均时,对5dB的Eb/No的精频率评估 的精度。图25示出由图23中菱形曲线所示的0.01(0.01×6.25KHz)变化,参 考上面。这是一次评估,不需要在脉冲串期间跟踪。
如上面指出的,为了启动接收站收发器内一次行动的目的,本发明利用有 关频带(217-220MHz)内的多个“备忘录”音调(例如,3到5个事先已知载波), 所述多个“备忘录”音调是在短周期(例中所示的4个符号)上同时发送的。问 题是怎样检测该能量。在开头,应当注意,哪些信道构成将由主站定义的备忘 录载波。如图26所示,那些信道的频率信息是从FFT中提取的。I和Q子信道 的绝对值是在251累加的,并然后在252,用从上面所述AGC环路获取的AGC 值进行规格化,。然后在253,该规格化值经受指定符号宽度(在本例子中为4 个符号)上的移动平均。然后,合成的平均在254与阈值进行比较。如果超过 阈值,就触发一个输出,表示检测到备忘录音调。
现在参考图27-37将描述配置含有多个上面所述的频谱再用收发器的网络 的方式,并描述主站和各个远程站之间进行通信。如先前指出的。本发明网络 包括:单个主站基频谱再用收发器和一个或多个(通常为多个)远程站基频谱再 用收发器,所有通信仅产生在主站和远程站之间;在远程站之间没有通信。
如图27的状态图所示,当收发器在状态271加电时,该收发器处于空闲 模式,等待来自它相关控制处理器的命令或内部处理器通信(IPC),关系到它 是按主收发器还是按远程收发器运行。在该收发器按主站运行的地方,它跃变 到状态272,并且主收发器进行到引导网络初始化以及管理动作,如将描述的。 在它按远程站运行的地方,该收发器跃变到状态273,其中,它进行一个与主 站收发器的‘加入网络’的例程。如下面将描述的,并如由‘搜索加入导言’ 环路274所指明的,这包括搜索指定的‘指向导言’脉冲串(待描述),这由主 站定期发送,以达到允许希望加入该网络的远程站如此做。一旦远程站已经加 入到该网络,它跃变到状态275,其中,当由主站询问时,它现在有能力与主 站交换数据信息,如将描述的。
如上面注释的,依据本发明,所有动作,包括它本身网络通信的装配,都 由主站收发器启动。当主站收发器首次进入时,它是该网络的唯一成员。主站 的最初任务是确定是否有希望加入该网络的远程站,并然后答应许可并允许这 样的远程站变成有效的网络参与者,由此装配该网络,以利它的预期使用(例 如,来自多个传感器站的遥测)。一旦一个或多个远程站收发器已经加入该网 络,主站可给这些远程站发送信息,并可答应允许远程站给主站发回信息。为 此,主站使用图28-31所示的4种信息格式。
更特别地,图28显示‘指向导言’脉冲串的内容,这是由主站定期发送 的,为了刺激来自希望加入网络的远程站的响应的目的。为此,指向导言包括 一条单载波脉冲串,它的第一部分281是纯载波,在一次有关的频谱扫描后, 主站已经将它确定为纯信道。这纯信道载波部分281后面跟着含有一交替串 +/-1’s字段282,并以字段283结束,字段283含有与搜索加入网络动作特 别相关的唯一字。如将描述的,在扫描有关的(3MHz)频带内的(480)信道的活 动,并检测到一个指向导言的过程中,远程站将进行到给主站发回一条响应脉 冲串,在该响应脉冲串内仅含有在指向导言内已检测到的载波。使用指向导言 内的载波(主站已经先前确定它为纯信道)保证来自远程站的响应将不干扰网 络内的其他用户。
图29显示初始化脉冲串的内容,该脉冲串是由主站发送给渴望加入网络 的远程站并成功地响应图28所示的主站的‘指向导言’,如上所述。因为除 了主站的指向导言发送的信道外,远程站不知道任何其他的纯信道,它继续在 那信道收听来自主站的继续的初始化信息。图29的继续信息或指向信息是单 载波信息(是与图28的指向相同的由远程站检测的纯信道含有纯载波的导言 291,接着是交替+/-1’s的字段292,唯一字字段293,该字段不同于唯一字 字段283。还跟着信息字段294,该信息字段294含有允许远程站加入网络的 指定信息,包括纯信道图;用于跳跃穿过纯信道图,PN序列种子和导言信道号 的PN序列。当远程收发器未锁到主站收发器时,这最后一项保证远程站能适 当地识别已响应主站的信道号,因此,允许远程站适当地使用该纯信道图进行 信息传递。
图30显示标准数据信息脉冲串的配置,用于在主站和远程站之间传送信 息(不是上面描述的远程站的初始化,参考图28和29)。特别地,数据信息脉 冲串含有单信道导言,是纯载波的初始部分301,跟着交替+/-1’s串,并由 唯一字字段303结束,这唯一字字段303不同于图28和29的信息格式的唯一 字字段。该导言后面跟着长度为N符号的多载波数据字段304,所述导言通常 为几十个符号级(例如48个)。
图31显示‘备忘录’脉冲串的格式。纯信道各个不同的组由主站收发器 用作为‘备忘录’音调组,以启动远程站收发器内某一指定响应,并由远程站 收发器启动主站收发器内的响应。特别地,如将描述的,主站可发送:一条‘媒 体开放’备忘录音调组,以表示网络可用于从远程站收发器发送信息给主站; 一条‘访问允许’备忘录音调组,允许首先及时访问网络,访问请求远程站收 发器;及一条‘主访问’备忘录音调组,表示主站收发器从事的网络广播一条 信息。远程站收发器可发送一条‘访问请求’音调组。在跟着检测来自主站收 发器的媒体开放备忘录音调组的随机延迟期终止后,该音调组由含有待发送数 据给主站收发器的远程站发送。备忘录音调可包括从纯信道列表中提供的几组 多频率(例如,从3到5个频率),并在某一预定符号间隔上同时发送,例如, 在4到5个符号级。
现在注意力指向图32,它是一张状态图,描述远程站收发器可加入或重获 网络的方式。如这里所示的,并如上面参考图28所示的主站‘指向导言’脉 冲串格式描述的,主站周期地发送‘指向导言’,成功地检测允许远程站加入 网络。为此,在状态321,当由它的控制处理器带来或允许远程站时,它进行 扫描有关频谱的能量存在。当它扫描信道(480)时,在状态322,它将接收的频 率能量信息耦合到它的FFT。然后,在状态323检测FFT的输出,是否存在可 能指向导言的潜在候选者。判别因素包括脉冲串长度(注意,指向导言可以是 长度为48个符号级,所以,45到50个符号级的脉冲串将是良好的候选者)是 否定期地接收到检测的能量,和相对于其他(数据转换)载波(纯载波比数据承 载载波含有更大的能量)的接收的脉冲串能量。
一旦已经检查FFT并已经发现一个或多个载波,将接收的载波下变频成基 带并在状态324一次检查一个,是否存在与指向导言相关的唯一字,参考上面。 如果候选者未含有预定的唯一字,收发器转变回状态322。然而,如果发现适 当的唯一字,远程收发器转变到状态325,其中它将一条响应脉冲串发送回主 站,该响应脉冲串仅含有在指向导言内已经检测到的载波,如上面注释的,使 用指向导言内的载波能保证由远程站的响应不会干扰网络的其他用户。
在将指向载波发送回主站收发器后,远程站收发器转变到步骤326,其中, 它搜索主站发送图29的指向脉冲串。如果图29的指向脉冲串是在某一预定超 时窗口内由主站接收到,收发器转变到状态327,在那里它加入网络。如上所 述,来自主站的指向脉冲串的信息字段含有指定信息,该指定信息能允许远程 站加入网络,含有纯信道图,PN序列用于跳跃穿过纯信道图,PN序列的种子 及导言信道号。另一方面,如果指向脉冲串在超时窗口内未被主站接收到,收 发器转变到状态322。
如先前注释的,从主站收发器发送的脉冲串导言部分含有来自仅单载波的 能量—使它在理想时间进行纯信道估价(CCA),即,网络内每个远程单元监视 有关3MHz频带(如这儿217-220MHz频带是否存在能量(源自主用户)的理想时 间。在导言期间,在接收到信号强度指示和频率偏移计算后,大多数剩余导言 用于符号定时恢复。因此,在这初始时间(直到唯一字处理开始),每个单元控 制处理器的主要目标是监视217-220MHz频带内480-6.25KHz信道是否存在干 扰(主用户和其他用户)。在纯信道估价的每个脉冲串内可用24到32个符号。
纯信道估价是在主站和每个远程站双方进行的,并用于维持在主站的非干 扰(纯)信道的当前列表以及分配给网络内所有远程站。通过仅在一条纯信道上 发送,保证各个站不会干扰有关频谱的任何主用户。
图33是一套方法的序列图,主站通过该序列图维持并分配纯信道的集合 列表给网络内所有远程站。当不给主站发送信息时,依据伪随机跳跃序列,每 个远程站用户顺序地步进通过并监视纯信道的当前列表(它已经先前从主站单 元获得),所述伪随机跳跃序列是网络所有用户事先已知的,用于由主站收发 器发送给它的信息。
在步骤331由主站发送任何信息的导言周期期间,在步骤332,每个远程 节点的收发器扫描217-222MHz频谱内的所有480-6.25KHz频率接收器,是否 存在能量。任何含有超过预定阈值能量的频率接收器标志为非纯信道,而480 个可能信道中剩余的信道标志为纯信道。
通过每个远程站收发器已产生作为导言扫描步骤33结果的纯信道列表, 然后,在步骤333,主站经纯信道请求信息,顺序地询问网络内每个远程站, 其纯信道列表。响应于接收到纯信道请求信息,在步骤334,各个远程站收发 器将该纯信道列表发回主信道,该纯信道列表是在主站信息的导言部分期间获 取的。主站收发器经随后的纯信道列表请求,继续顺序地询问每个远程站收发 器,直到它已经完成最后一个远程站的询问为止。
在步骤335,主站收发器逻辑地组合来自所有询问的远程收发器的所有纯 信道列表,以产生‘集合’的纯信道列表。这集合纯信道列表储存在主站收发 器内并在步骤336传播给所有远程收发器。这集合纯信道列表是用标准的多载 波跳跃(不是单载波)传送法传播给远程站。在单载波上仅发送初始信息(指 向)。当该集合纯信道列表由各个远程站收发器接收时,它储存在存储器内。
如先前注释的,远程站收发器配置成仅能与主站进行通信。主站应用全向 性天线,而远程站使用对准主站的定向天线。通信分两步:1-远程站要发送 数据并等待主站允许发送该数据给主站;及2-主站将信息发送给一个远程站。 对于前一种通信类型,依据指定的‘随机退避’仲裁方案,主站使网络或媒体 ‘开放’给请求访问网络的首个远程站收发器。对于后者,主站传播一条指定 ‘主站访问’备忘录脉冲串。
对于远程站有有数据要发送并等待主站允许发送数据的情况的通信程序, 可通过参考图34,35和36的顺序图就易明白。当它希望访问网络时,远程站 从初始状态351转变成状态352。为了表示网络媒体对信息请求‘开放’,主 站收发器发送一条‘媒体开放’备忘录,如在图35的361和图36的371中所 示。
如在图36的争用和退避图的371所示,具有待发送的未决信息的每个远 程站收发器在发送一个访问请求之前,将经过随机时隙退避来响应---相应于 图34的状态图内的访问请求传送353,图35内的备忘录362及图36的顺序图 内的访问请求372。其后,请求的远程收发器等待主站发送‘访问同意’备忘 录,如图35内的363和图36的373所示。一旦已经同意一远程节点访问该信 道,如图34状态图内的状态354所示,主节点收听来自远程节点(图35内的 数据信息364和图36内的数据信息373)的发送(图34状态图内的状态355)达 某一段时间,如图35内的信号(AOS)获取超时周期所示。
在图37的争用和退避图中,可以看见远程收发器RTU2将不试图发送一条 数据信息,因为它检测一条访问同意,在远程收发器RTU2发送访问请求的同 时,从主站发送访问同意373。远程收发器RTU3决不试图发送一条访问请求, 因为它知道在RTU3初始访问请求之前,由主站发送访问同意,因此,RTU3知 道来自主站的访问同意打算送给另一个远程收发器。
在主站收发器将一条数据信息发送给远程站的地方,它发送一条指定主站 访问备忘录,如图35内的366所示。响应这个备忘录,在图34的状态图中, 该远程站收发器从状态351转变到状态356。接着,在图35的367,由主站收 发器发送一条信息,该信息是在图34的状态图内的状态356被接收。
通过参考图37的状态图,容易明白主站用于与远程站进行通信的方式。 如这儿所示,主站开始在空闲状态350。在这种状态,主站收发器重复扫描有 关带宽(3MHz)的(480)频率接收器,为了更新它的纯信道列表。它也使用控制 该速率的某一指定周期超时,在该预定周期超时,为了允许远程收发器加入网 络的目的,主站发送图28的指向导言(步骤381)。然后,转到步骤382,在那 里它收听来自任何远程站的对该发送的指向导言的响应。如果在某一指定超时 窗口内没有响应,主站收发器转变回状态380。然而,如果收到远程站收发器 的响应,主站收发器转变到状态383。在那里,它发送图29的初始化指向。然 后主站收发器转回至状态380。
如果在空闲状态380时,主站收发器有一条待发送的数据信息,它转变到 状态384,在那里它发送图35的主站访问备忘录366。然后,主站收发器转变 到状态385,并发送数据信息,如图35内的367所示。然后,它返回到空闲状 态380。
除了允许远程站收发器加入网络并将信息发送给远程站收发器外,主站也 可控地允许远程站收发器将数据信息发送给它。为了这目的,如上面描述的, 主站收发器发送如图35内的361所示的一条媒体开放备忘录。为了控制何时 发送媒体开放备忘录,媒体开放超时应用于主站处于空闲状态的情况中。当媒 体超时备忘录期满时,主站收发器转变到状态391,在那里,它发送媒体开放 备忘录。然后,它转变到状态392,并搜索由远程站收发器返回的访问请求备 忘录,如图35的362和图36的372所示。
如果在某一指定超时内未收到访问请求备忘录,主收发器转回状态380。 另一方面,在收到访问请求的地方,主收发器转变到状态393,在那里,它发 送一个访问同意备忘录,如图35的363和图36的373所示。然后,它转变到 状态394,在那里,它从已经同意网络的传送访问的远程收发器收到数据信息, 如图35的364和图36的374所示。一旦数据信息已经收到或某一指定超时期 满,主收发器转回至空闲状态380。
如从先前描述中将认识到,依据本发明,借助于新颖频谱再用收发器和相 关频谱活动为基础的链路利用控制机构,成功地解决了怎样分配许可无线频带 的第二次使用,以使不干扰其他用户(许可主用户或第二用户)的问题,所述控 制机构应用正交频分多址的选择滤波格式,以产生无干扰无线信道子集。
虽然已经示出并描述了依据本发明的一个实施例,应当明白:相同的不限 制于那里,但各种变化和修改是容许的,如技术熟练人员已知的。因此不希望 限制于这儿所示和描述的细节,但倾向于包括对技术一般熟练人员显而易见的 所有这样的改变和修改。